Desenvolvimento de um conversor CA-CC bidirecional para interface entre painéis solares, sistemas de armazenamento de energia e a rede elétrica

Março de 2023 André Manuel Campos Pereira Desenvolvimento de um Conversor CA-CC Bidirecional para Interface entre Painéis Solares, Sistemas de Armazenamento de Energia e a Rede Elétrica Março de 2023 André Manuel Campos Pereira Desenvolvimento de um Conversor CA-CC Bidirecional para Interface entre Painéis Solares, Sistemas de Armazenamento de Energia e a Rede Elétrica Dissertação de Mestrado Engenharia Eletrónica Industrial e Computadores Trabalho efetuado sob a orientação do Professor Doutor Vítor Duarte Fernandes Monteiro DIREITOS DE AUTOR E CONDIÇÕES DE UTILIZAÇÃO DO TRABALHO POR TERCEIROS Este é um trabalho académico que pode ser utilizado por terceiros desde que respeitadas as regras e boas práticas internacionalmente aceites, no que concerne aos direitos de autor e direitos conexos. Assim, o presente trabalho pode ser utilizado nos termos previstos na licença abaixo indicada. Caso o utilizador necessite de permissão para poder fazer um uso do trabalho em condições não previstas no licenciamento indicado, deverá contactar o autor, através do RepositóriUM da Universidade do Minho. Agradecimentos A elaboração desta dissertação constituiu um desafio que só foi possível devido ao apoio e colaboração, de forma direta ou indireta, de um conjunto de pessoas, às quais quero dedicar estes agradecimentos. Em primeiro lugar, ao meu orientador, Doutor Vítor Duarte Fernandes Monteiro, por todo o empenho, dedicação e ajuda em todos os passos que se revelaram mais complicados que o esperado. Além disto, agradecer todas as palavras de amizade e incentivo que me levaram a nunca desistir. Quero agradecer também a todos os membros do GEPE, que sempre se mostraram disponíveis para ajudar, principalmente aos doutorandos Luís Barros e Carlos Martins, pois foram fonte de muitos conselhos preciosos. Agradecer também ao David Correia, companheiro de trabalho durante a realização desta dissertação, por todo o apoio, ajuda e bom ambiente que proporcionou durante o tempo em que nela trabalhamos. Juntamente com o David, agradecer também ao João Peixoto, João Costa, Francisco Rocha, Rafael Cachetas, Marcelo Amaral e Rui Esteves, por estes excelentes 5 anos passados na universidade e com a certeza de que tornaram tudo mais fácil. Aos meus pais, Manuel e Cristina Pereira, agradecer por todos os sacrifícios que fizeram para que eu pudesse seguir o meu percurso académico e ao meu irmão, Gonçalo Pereira, pelo grande apoio que é em tudo o que faço. Quero agradecer também à minha namorada, Inês Lopes, por todo o amor e carinho que me deu e também por toda a paciência nos piores momentos. Por último, agradecer a todos os amigos que não foram referidos, mas todos foram importantes até aqui, quer pelo desenvolvimento pessoal, quer pelo apoio prestado. DECLARAÇÃO DE INTEGRIDADE Declaro ter atuado com integridade na elaboração do presente trabalho académico e confirmo que não recorri à prática de plágio nem a qualquer forma de utilização indevida ou falsificação de informações ou resultados em nenhuma das etapas conducente à sua elaboração. Mais declaro que conheço e que respeitei o Código de Conduta Ética da Universidade do Minho. Resumo Devido aos problemas ambientais que são enfrentados hoje em dia, para o qual tiveram um papel influenciador a exploração de fontes de energia não renováveis, existe um grande aumento da procura de outras fontes de energia. Assim, assiste-se a um aumento bastante considerável da popularidade das fontes de energia renováveis, permitindo obter energia de fontes inesgotáveis como o sol, o vento e a água. Tendo isto em conta, esta dissertação tem como propósito o desenvolvimento de um conversor CA-CC que funcione à tensão nominal da rede cuja função é a interface entre a rede elétrica, painéis solares fotovoltaicos e sistemas de armazenamento de energia. O objetivo principal é então a extração e a injeção de energia na rede elétrica, tendo em conta a energia produzida nos painéis solares fotovoltaicos e a energia armazenada nas baterias, podendo estas ser carregadas ou descarregadas. Para que este objetivo seja cumprido, é necessário um conversor CC-CC de modo que seja realizada uma interface mais eficiente entre o barramento CC as baterias e os painéis fotovoltaicos. Este conversor foi desenvolvido por outro aluno do GEPE, por isso não entra no escopo desta dissertação. Estes dois conversores foram integrados num só protótipo capaz de cumprir as funções já enumeradas. Assim, durante a elaboração desta dissertação, foram abordadas as etapas necessárias para uma implementação com sucesso do protótipo desenhado para o objetivo definido. Inicialmente, foram definidas as topologias que se adequavam para a implementação e também foram as técnicas de controlo de corrente que poderiam ser implementadas no DSP para a construção deste sistema. Além disto foram feitas também as simulações computacionais na ferramenta de simulação PSIM, que servem para o estudo prévio do funcionamento do sistema antes de qualquer implementação prática. A seguir, fez-se também uma descrição do material a ser utilizado e também uma análise das suas caraterísticas. Por último, foi feita a validação prática do protótipo, de modo a testar todos os seus modos de funcionamento. Palavras-Chave: Conversor CA-CC, Conversor Bidirecional, Conversor Trifásico, Energia Renovável, Painéis Fotovoltaicos, Armazenamento de Energia em Baterias, Rede Elétrica, Eletrónica de Potência Abstract Due to the environmental problems we face today, for which the exploitation of non-renewable energy sources has had an influential role, there is a great increase in the demand for other sources of energy. Thus, we are witnessing a very considerable increase in the popularity of renewable energy sources, allowing us to obtain energy from inexhaustible sources such as the sun, wind and water. With this in mind, the purpose of this dissertation is to develop an AC-DC converter operating at nominal grid voltage whose function is the interface between the electrical grid, photovoltaic solar panels and energy storage systems. The main objective is then to extract and inject energy into the electrical grid, taking into account the energy produced in the photovoltaic solar panels and the energy stored in the batteries, which can be charged or discharged. For this objective to be achieved, a DC-DC converter is needed so that a more efficient interface between the DC bus the batteries and the photovoltaic panels can be realised. This converter was developed by another student of GEPE, so it does not enter in the scope of this dissertation. These two converters were integrated in a single prototype capable of fulfilling the functions already listed. Thus, during the elaboration of this dissertation, the necessary steps for a successful implementation of the prototype designed for the defined objective were addressed. Initially, the topologies that were suitable for implementation were defined and also the current control techniques that could be implemented in the DSP for the construction of this system. Besides this, the computational simulations were also made in the PSIM simulation tool, which serve for the previous study of the system operation before any practical implementation. Next, a description of the material to be used and an analysis of its characteristics were also made. Finally, the practical validation of the prototype was made, in order to test all its functioning modes. keywords: AC-DC converter, Bidirectional converter, Three-phase Converter, Renewable energy, Photovoltaic panels, Battery Energy Storage, Electrical grid, Power electronics Índice Glossário 1 Introdução 1 1.1 Enquadramento.................................... 1 1.2 Motivação ...................................... 2 1.3 ObjetivosdaDissertação ............................... 2 1.4 EstruturadaDissertação ............................... 3 2 Conversores CA-CC 4 2.1 Introdução ...................................... 4 2.2 Conversor Não Controlado a Díodos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4 2.3 Conversores CA-CC Unidirecionais . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5 2.3.1 Conversor Boost Unidirecional ........................ 5 2.3.2 Conversor Buck Unidirecional......................... 6 2.3.3 Conversor Buck-Boost Unidirecional...................... 7 2.3.4 Conversor Multinível Unidirecional . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8 2.3.5 Conversor Flyback .............................. 8 2.4 Conversores CA-CC Bidirecionais PFC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9 2.4.1 Conversor Monofásico Half-Bridge ....................... 10 2.4.2 Conversor Monofásico Full-Bridge ....................... 11 2.4.3 Conversor Buck Bidirecional ......................... 12 2.4.4 Conversor Buck-Boost Bidirecional ...................... 13 2.4.5 Conversor Monofásico Multinível Bidirecional . . . . . . . . . . . . . . . . . 14 2.4.6 Conversor Interleaved Bidirecional ...................... 15 2.4.7 Conversor Bidirecional Trifásico CA-CC de Três Braços – Três Fios . . . . . . . 15 2.4.8 Conversor Bidirecional Trifásico CA-CC de Três Braços – Quatro Fios . . . . . . 16 2.4.9 Conversor Bidirecional Trifásico CA-CC Três Níveis em Full-Bridge sem BarramentoCCPartilhado............................. 17 Índice 2.4.10 Conversor Trifásico CA-CC Multinível de Quatro Fios . . . . . . . . . . . . . . 18 2.5 Conclusão ...................................... 18 3 Estratégias de Controlo 20 3.1 Introdução ...................................... 20 3.2 Técnicas de controlo de corrente . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20 3.2.1 Controlo de Corrente por Histerese . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21 3.2.2 Controlo de Corrente por Periodic Sampling . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22 3.2.3 Controlo de Corrente Proporcional Integral (PI) Estacionário . . . . . . . . . . 23 3.2.4 Controlo de corrente feedforward ....................... 24 3.2.5 Controlo de corrente preditivo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 25 3.3 Técnicas de modulação PWM . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26 3.3.1 Modulação SPWM unipolar . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27 3.3.2 Modulação SPWM bipolar . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 28 3.4 Conclusões...................................... 28 4 Simulações Computacionais 30 4.1 Introdução ...................................... 30 4.2 Modelo de simulação do Conversor CA-CC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 31 4.2.1 Simulação do sistema de sincronização com a rede elétrica . . . . . . . . . . 32 4.2.2 Carregamento e regulação da tensão do barramento CC . . . . . . . . . . . . 34 4.3 Simulação do conversor CA-CC integrado no modelo do protótipo . . . . . . . . . . . . 36 4.3.1 Extração de energia dos painéis fotovoltaicos . . . . . . . . . . . . . . . . . 37 4.3.2 Extração de energia das baterias . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 41 4.3.3 Carregamento das baterias . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 45 4.3.4 Extração de energia dos painéis fotovoltaicos e carregamento das baterias . . . 48 4.4 Conclusão ...................................... 51 5 Construção do Conversor CA-CC 52 5.1 Introdução ...................................... 52 5.2 SistemadeControlo ................................. 52 5.2.1 DSPTMS320F28335 ............................ 52 5.2.2 Placa de Adaptação do DSP . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 53 5.2.3 Sensordetensão............................... 54 5.2.4 SensordeCorrente.............................. 56 5.2.5 Placa de condicionamento de sinal e de proteção . . . . . . . . . . . . . . . 57 5.2.6 Placadecomando.............................. 58 5.2.7 PlacadeDAC ................................ 59 1. Introdução 1.1 Enquadramento Atualmente, assiste-se a um elevado consumo de energia elétrica com tendência para ser crescente. Tendo em conta que, inicialmente, uma parte significativa de toda a energia produzida era proveniente de centrais térmicas, esta produção desempenhou um papel importante no aumento da poluição e diminuição da qualidade do ar, juntamente com o aumento significativo dos transportes. Consequentemente, nos últimos anos, notou-se uma intensificação na procura de novas soluções de produção de energia elétrica que não contribuísse para este problema. Esta investigação levou à introdução no mercado de novas tecnologias renováveis, sendo a eólica e a solar as mais relevantes. Estas tecnologias de produção de energia requerem, no entanto, dispositivos de interface com a rede elétrica. Estes dispositivos injetam corrente não linear, produzindo harmónicos de corrente, e não apresentam fator de potência unitário, o que pode afetar o sistema de distribuição de energia elétrica. Com a crescente utilização deste tipo de conversores, este problema pode tornar-se muito significativo e pode criar vários problemas de qualidade de energia elétrica. Do lado do utilizador, também é importante uma diminuição do consumo de potência reativa, uma vez que isto leva a um aumento considerável do preço a pagar pela energia elétrica consumida. Alguns dos dispositivos de interface com a rede elétrica ignoram este facto. Além disso, há a criação de harmónicos de corrente, que criam um aumento das perdas nos condutores e nos equipamentos. Estes podem causar também harmónicos de tensão (distorcendo as tensões do sistema) que levam ao mau funcionamento ou, no limite, à avaria de cargas mais sensíveis. Os painéis solares tornaram ainda possível que em todas as habitações seja possível a produção de energia elétrica. Este facto aumenta não só a maior probabilidade de problemas de qualidade de energia elétrica, por aumentar o número de dispositivos a injetar corrente com forma de onda não linear na rede, como também aumenta a necessidade de soluções mais compactas e menos dispendiosas de modo que seja possível implantá-las em habitações comuns. 1 Capítulo 1. Introdução 2 Tendo em conta este enquadramento, esta dissertação propõe o desenvolvimento de um conversor CACC trifásico bidirecional com topologia de três braços e quatro fios para interface da rede elétrica com módulos de painéis solares e baterias. 1.2 Motivação As energias renováveis são já grande parte da energia produzida em Portugal. Segundo a APREN, de janeiro a novembro de 2021, 64,8% dos 42 403 GWh de energia produzida são provenientes de energias renováveis. A energia solar (para a qual o conversor apresentado nesta dissertação é dirigido), no entanto, representa apenas 3,40%, mas tendo tendência para o crescimento [1]. Posto isto, há uma crescente necessidade no mercado de conversores cada vez mais fiáveis, compactos e com pouco efeito na qualidade de energia elétrica. Esta dissertação tem exatamente esse objetivo, com o desenvolvimento de um conversor CA-CC bidirecional, criando uma solução viável para utilização em instalações de produção de energia de maiores dimensões. Pode-se ainda acrescentar o vasto conhecimento do Grupo de Eletrónica de Potência e Energia (GEPE) da Universidade do Minho devido aos vários anos de investigação nesta área que criará uma boa oportunidade de aprendizagem e obtenção de experiência na implementação de hardware e software para o desenvolvimento de conversores. 1.3 Objetivos da Dissertação O principal objetivo desta dissertação consiste no desenvolvimento de um conversor CA-CC trifásico bidirecional que consiga fazer a interface entre a rede elétrica e sistemas fotovoltaicos com o mínimo possível de criação de problemas de qualidade de energia elétrica. Este objetivo principal pode ser divido em menores a ser alcançados: •Estudo de conversores CA-CC e as suas mais adequadas aplicações. •Análise de simulações computacionais para análise teórica do sistema a implementar. •Estudo de hardware e escolha para utilização. •Implementação de hardware software . •Validação experimental do sistema implementado. Capítulo 1. Introdução 3 1.4 Estrutura da Dissertação O trabalho desenvolvido nesta dissertação está organizado em 6 capítulos. No capítulo 1 está apresentada a introdução com o enquadramento e as motivações que levaram à realização desta dissertação, mas também o subcapítulo de objetivos da dissertação. No capítulo 2 apresenta-se o estado da arte relativo aos principais conversores CA-CC que podem ser aplicados neste contexto. Apresentam-se também algumas vantagens e desvantagens dos conversores apresentados. No capítulo 3 expõem-se as técnicas de controlo de corrente e modulação que se adequam ao funcionamento do sistema a desenvolver, tal como as suas vantagens e desvantagens. No capítulo 4 estão apresentadas simulações computacionais do sistema de controlo e potência utilizados para implementação do conversor proposto. Este capítulo serve para avaliar de forma segura o comportamento de todo o sistema de hardware e software sobre várias condições de funcionamento e assim poder validá-lo teoricamente. No capítulo 5 está apresentado o processo de implementação física do sistema desenvolvido. Assim, é apresentado o DSP utilizado para o sistema de controlo, as printed circuit boards (PCBs), os componentes e sensores utilizados. No capítulo 6 está apresentado o processo de validação experimental do conversor desenvolvido, sendo estes testes de hardware e software . No capítulo 7 apresentam-se as principais conclusões que se podem tirar depois do trabalho desenvolvido e também algumas sugestões de trabalho futuro que não foi integrado nesta dissertação. 2. Conversores CA-CC 2.1 Introdução Hoje em dia, os conversores CA-CC são dos dispositivos mais vastamente utilizados tanto em aplicações de eletrónica de potência como em dispositivos eletrónicos utilizados no quotidiano, sendo exemplo os sistemas de acionamento de velocidade ajustável, as fontes de alimentação ininterrupta, interface entre fontes de energia renovável, mas também televisões, computadores, impressoras, entre outras. Normalmente, esta categoria de conversores é categorizada conforme o número de fases da tensão de entrada (monofásico, trifásico, etc.), conforme a sua capacidade de controlarem a corrente no lado de corrente alternada e a tensão no lado de corrente contínua (controlados ou não controlados) e ainda pelo tipo de ligação dos elementos retificadores (meia ponte ou ponte completa) [2]. Devido à imposição de normas e recomendações para a ligação de equipamentos eletrónicos à rede, por várias agências nacionais e internacionais, para preservar o fornecimento de energia à população surgiram os valores de parâmetros de qualidade de energia elétrica. Tendo isto em conta, foram surgindo novas abordagens para topologias de conversores visando diminuir o conteúdo harmónico no lado de corrente alternada [3]. 2.2 Conversor Não Controlado a Díodos Com a topologia de um conversor unidirecional CA-CC a díodos em ponte completa não é possível controlar a tensão no barramento CC nem a corrente de entrada. Normalmente é utilizado um filtro capacitivo no lado de corrente contínua. Deste modo é possível obter-se uma tensão à saída praticamente constante, ajustando o valor do filtro. Desprezando a tensão nos díodos, o condensador carrega até ao valor máximo da tensão de pico da rede elétrica. Quando esta se torna menor que a tensão do condensador os díodos ficam inversamente polarizados e a corrente de saída é fornecida exclusivamente pelo condensador, até que a tensão de entrada se torna maior que a tensão no condensador. Nesse momento, o ciclo volta ao início. 4 Capítulo 2. Conversores CA-CC 5 Assim, a corrente de entrada do conversor não se vai assemelhar a uma sinusoide visto que só existe corrente nos momentos em que o condensador é carregado. Além disso, a corrente também é influenciada pelo valor do filtro indutivo de acoplamento à rede elétrica. É importante referir que esta topologia de conversor CA-CC é vagamente utilizada como primeiro estágio em equipamentos de eletrónica de potência devido à sua simplicidade, robustez e baixo custo. Figure 2.1: Conversor não controlado a díodos. 2.3 Conversores CA-CC Unidirecionais Estes conversores surgiram devido à crescente necessidade de conversores que não causassem problemas de qualidade de energia elétrica e capazes de corrigir o fator de potência e produção de tensão contínua controlada na saída de corrente contínua. São maioritariamente de dois estágios ou de um estágio. Nas topologias de dois estágios é utilizado um conversor CA-CC não isolado de modo a criar um barramento CC intermédio. Pode, então, ser adicionado um conversor CC-CC para isolamento elétrico e regulação da tensão de saída. Uma das vantagens deste tipo de topologias é o facto de as duas partes de potência poderem ser controladas em separado, o que faz com que o controlo seja otimizado. Grande parte dos conversores CA-CC unidirecionais PFC são constituídos por um conversor CA-CC em ponte completa a díodos, como primeiro estágio, em conjunto com outros componentes básicos de eletrónica de potência [4]. 2.3.1 Conversor Boost Unidirecional O conversor boost unidirecional é um conversor de dois estágios composto por uma combinação de um retificador em ponte completa a díodos com um conversor CC-CC boost convencional. Este conversor apenas permite dois níveis de tensão. Quando o semicondutor está off a tensão aos seus terminais é +VDC1 e quando o semicondutor está on a tensão aos seus terminais é 0. Deste modo, a tensão aplicada ao díodo e ao semicondutor não ultrapassa Capítulo 2. Conversores CA-CC 6 VDC1, sendo VDC1 a tensão no condensador C1. A tensão de saída da ponte a díodos é a tensão de saída da rede (se se desprezar a tensão nos díodos) retificada e, usando um filtro indutivo passivo de acoplamento, a corrente no lado da corrente alternada é sinusoidal e em fase com a tensão da rede elétrica. Figure 2.2: Conversor boost unidirecional PFC. 2.3.2 Conversor Buck Unidirecional Tal como o conversor em epígrafe, este é composto por uma combinação de uma ponte retificadora completa a díodos e um conversor CC-CC buck convencional e também só permite dois níveis de tensão. Quando o semicondutor está a off a tensão aos terminais do díodo é 0 quando está a on a tensão aos terminais do díodo é +VDC1, sendo VDC1 a tensão aos terminais do condensador C1. Assim, a tensão máxima aplicada ao díodo é +VDC1 e a tensão de saída da ponte retificadora a díodos é a tensão da rede elétrica retificada. A corrente de entrada é negativa sempre que a tensão da rede elétrica é menor que a tensão de saída, mas a ponte retificadora torna tal facto impossível. Assim, a corrente de entrada toma valor nulo perto da passagem por zero da tensão da rede. Como resultado, a corrente de entrada não fica sinusoidal porque o conversor buck só funciona em pleno quando a tensão de entrada for maior que a tensão de saída [5]. Capítulo 2. Conversores CA-CC 7 Figure 2.3: Conversor buck unidirecional PFC. 2.3.3 Conversor Buck-Boost Unidirecional Esta topologia é uma combinação de uma ponte completa a díodos e um conversor CC-CC buck-boost convencional. A sua tensão de saída pode ser maior ou menor do que a tensão de entrada, sendo esta uma vantagem desta topologia. No entanto, a necessidade de um driver isolado para o semicondutor é uma limitação importante [6]. Figure 2.4: Conversor buck-boost unidirecional PFC. Quando o semicondutor S1está a off a tensão aos terminais da bobina é -VDC1 e quando está a on a tensão aos terminais da bobina é a tensão da rede retificada. Devido à bobina de acoplamento, que normalmente se adiciona do lado da rede, a corrente de saída do lado de corrente alternada é sinusoidal e com a tensão da rede elétrica. Capítulo 2. Conversores CA-CC 8 2.3.4 Conversor Multinível Unidirecional Tendo em conta que o conversor boost é o mais amplamente utilizado em conversores PFC, o conversor multinível é baseado nesta topologia, mas permite três níveis de tensão à saída (0, +VDC/2, +VDC), sendo VDC o valor da tensão do barramento CC. Este conversor é constituído por um retificador em ponte completa a díodos, por uma bobina e dois semicondutores e dois díodos pertencentes aos conversores CC-CC do tipo boost. Esta topologia permite diminuir as tensões sobre os seus componentes e é, ainda, possível reduzir o valor da indutância, quando comparado com as outras topologias de conversores PFC. O conversor multinível unidirecional é também útil na medida em que proporciona um alto fator de potência e diminui bastante a distorção harmónica da corrente no lado de corrente alternada, além de manter uma saída de corrente contínua regulada sem ripple e diminuir o esforço necessário dos componentes [7]. Posto isto, esta categoria de conversor proporciona um desempenho consistente resultando em menos perdas de comutação e, assim, melhores rendimentos. Uma das suas vantagens é a adequação desta topologia para aplicações de alta potência [7]. Figure 2.5: Conversor multinível unidirecional PFC. Durante os semiciclos positivo e negativo da tensão de entrada, quando os semicondutores S1e S2estão em condução, a tensão entre o coletor de S1e o emissor de S2é 0. Quando S1está a on e S2está a off a tensão produzida é +VDC/2 e o mesmo acontece quando os semicondutores estão em estados opostos. Quando estão ambos ao corte a tensão produzida será +VDC. 2.3.5 Conversor Flyback O conversor flyback é um conversor de isolamento. A relação entre a tensão e a corrente de entrada é semelhante com a do buck-boost , multiplicada pela razão de transformação [6]. Capítulo 2. Conversores CA-CC 9 Esta topologia permite elevar ou baixar a tensão de saída para valores significativamente diferentes (tanto para maior como para menor) dos da entrada, podendo atingir-se relações superiores a 1 para 10. Isto é possível devido à inclusão de um transformador de alta frequência com uma relação de espiras dimensionável em função dos valores de tensão que sejam necessários à saída. O conversor flyback possui dois modos de operação. Quando o semicondutor S1se encontra em condução a corrente flui pelo enrolamento primário do transformador e nesta situação ocorre o armazenamento num campo magnético no núcleo do transformador e a carga é alimentada exclusivamente pelo condensador. Quando o semicondutor está ao corte, o díodo fica diretamente polarizado e a energia armazenada no campo magnético é transferida para a carga e recarrega o condensador [8]. Figure 2.6: Conversor flyback unidirecional PFC. 2.4 Conversores CA-CC Bidirecionais PFC Com a evolução da eletrónica de potência e o desenvolvimento de smart grids , surge cada vez mais a necessidade de fluxo bidirecional de energia. Este tipo de conversores, sendo PFC ( Power Factor Correction ), permitem melhorar a qualidade da energia elétrica em termos de correção do fator de potência, distorção harmónica reduzida na corrente de entrada no lado de corrente alternada e tensão continua bem regulada na saída de corrente continua para além de, como o nome indica, permitirem fluxo bidirecional de energia [4][7]. Os conversores são constituídos por semicondutores de potência que têm evoluído ao longo do tempo, permitindo assim melhorar 0 desempenho dos conversores [9]. Relativamente aos conversores CA-CC, estes podem ser classificados quanto ao seu lado CC (barramento CC) por fonte de tensão (VSI) ou fonte de corrente (CSI) [10]. Nos conversores CSI o barramento CC funciona como uma fonte de corrente contínua, em que o elemento armazenador de energia é uma bobina. A corrente na bobina deve ser sempre maior que a corrente de pico que se quer impor na rede. As comutações do conversor moldam a corrente proveniente do lado CC para a corrente com a forma de onda desejada. No caso dos conversores VSI o barramento CC funciona como uma fonte de tensão Capítulo 2. Conversores CA-CC 10 contínua, e o elemento que armazena a energia é um condensador. O condensador permite ao conversor ter um fluxo de energia bidirecional, permitindo fornecer ou receber energia do barramento CC. A tensão do barramento CC deve ter um valor sempre maior do que o valor de pico da tensão da rede no Point of Common Coupling (PCC) onde está inserido. Neste tipo de conversores são necessárias bobinas de acoplamento à rede, pois é a partir delas que é possível produzir as correntes com a forma de onda que se pretende injetar. Figure 2.7: Tipos de conversores trifásicos: current source vs. voltage source. Para a construção do conversor referente a esta dissertação foi utilizado um conversor VSI pelo facto de ter menor custo de construção e menor tamanho em relação aos CSI. Sabendo que existem topologias de vários níveis monofásicas e trifásicas, estas podem ser utilizadas nos dois tipos de instalações. 2.4.1 Conversor Monofásico Half-Bridge Este é o conversor bidirecional mais simples que existe. É composto por apenas dois semicondutores, tornando-se interessante pelo seu baixo custo, e apresenta um ponto médio no barramento CC para ligação com o neutro. Por isto, é preciso regular a tensão nos condensadores C1e C2para manter a tensão igual nas duas divisões. Neste tipo de conversores a tensão no seu barramento CC é o dobro da tensão no barramento CC num conversor full-bridge, o que faz com que a tensão aplicada IGBT seja também o dobro [5]. Durante o semiciclo positivo da tensão da rede elétrica os díodos internos dos IGBT S1e S2encontram-se on e off , respetivamente, conectando o condensador C1à rede elétrica. No semiciclo negativo da tensão de entrada, acontece o oposto, ligando deste modo o condensador C2à rede [11][12]. Quando funciona como inversor, esta topologia pode produzir dois níveis de tensão, VDC/2 e -VDC/2 (entre fase e neutro), sendo VDC a tensão do barramento CC. Quando o IGBT S1está ao corte e S2está em condução obtém-se entre estes dois pontos a tensão -VDC/2. Por outro lado, quando estes semicondutores Capítulo 2. Conversores CA-CC 17 Figure 2.15: Conversor bidirecional trifásico CA-CC de três braços – quatro fios. 2.4.9 Conversor Bidirecional Trifásico CA-CC Três Níveis em Full-Bridge sem Barramento CC Partilhado É possível construir um conversor trifásico através de monofásicos aplicados a cada uma das fases do sistema. Assim, partindo de conversores monofásicos full-bridge , constrói-se o conversor CA-CC de três níveis, que necessita de um transformador ligado em estrela, para além da bobina de acoplamento à rede. Figure 2.16: Conversor bidirecional trifásico CA-CC de três níveis em full-bridge sem barramento CC partilhado. Capítulo 2. Conversores CA-CC 18 Para o funcionamento correto de todos os conversores VSI é preciso que a tensão do barramento CC esteja regulada em regime permanente, tornando necessário aplicar ao conversor um controlo de regulação do barramento CC, implicando mais processamento no DSP. Ora, se este conversor tem três barramentos CC não partilhados, terá de ser aplicado um controlo de regulação individual de cada barramento dos conversores. No entanto, é possível numa topologia semelhante partilhar barramento entre todos os conversores full-bridge porque estes estão conectados aos enrolamentos independentes do transformador. Além desta grande desvantagem, são precisos mais semicondutores de potência comparado com as topologias trifásicas bidirecionais iniciais e também é necessário um transformador trifásico para fazer a ligação à rede, que acarreta um grande custo adicional na construção do conversor. 2.4.10 Conversor Trifásico CA-CC Multinível de Quatro Fios Esta topologia é a combinação do conversor monofásico DCMI de 3 níveis, aplicado a cada uma das fases. É possível obter 3 níveis de tensão na saída e, por isso, garante uma corrente sintetizada com melhor qualidade e menor conteúdo harmónico [17]. Apresenta um quarto fio de ligação ao neutro e o barramento CC dividido. Apesar de conseguir uma melhor sintetização da corrente e consequente redução do THD% é necessário o dobro dos semicondutores e dois clamped diodes por fase. Relativamente aos custos, isto significa um valor acrescido comparando com as outras topologias, tornando-se menos viável a sua construção neste contexto. Figure 2.17: Conversor bidirecional trifásico CA-CC multinivel de quatro fios 2.5 Conclusão Neste capítulo foram apresentadas as topologias de conversores CA-CC mais utilizadas atualmente. Inicialmente, apresentou-se o conversor não controlado a díodos e os conversores unidirecionais. Estes não Capítulo 2. Conversores CA-CC 19 trazem nenhuma vantagem para a construção deste sistema, uma vez que apenas permitem fluxo de energia num dos sentidos. A seguir, foram apresentados os conversores CA-CC bidirecionais PFC e fez-se uma distinção entre os conversores VSI e CSI, sendo os primeiros os escolhidos para esta dissertação. Uma vez que é possível construir conversores trifásicos através de monofásicos, foram também apresentados alguns deste tipo. Por último, foram apresentados os conversores trifásicos, iniciando-se por alguns que recorrem à topologia monofásica half-bridge como são exemplos o de três braços com três fios, de três braços com quatro fios e quatro braços com quatro fios. Além destes foram apresentados alguns com topologias multinível que apresentam mais níveis de tensão e, consequentemente, melhor sintetização de corrente, no entanto, necessitam de mais componentes tornando a sua construção mais dispendiosa. Neste capítulo foi definido que a topologia do conversor a utilizar será a de três braços e quatro fios. Isto porque é um conversor que utiliza relativamente poucos componentes, logo é pouco dispendioso na sua construção, ser possível obter bons resultados com a sua utilização e ser possível reutilizar componentes existentes no GEPE. 3. Estratégias de Controlo 3.1 Introdução Neste capítulo apresenta-se uma revisão da literatura sobre as estratégias de controlo utilizadas com conversores de eletrónica de potência CA-CC. Para esta dissertação, apresentam-se as principais técnicas de controlo de corrente para o funcionamento dos conversores de potência e as técnicas de modulação de PWM utilizadas para o comando dos semicondutores utilizados. 3.2 Técnicas de controlo de corrente As técnicas de controlo de corrente são uma das partes principais dos algoritmos de controlo dos conversores de potência para diversas aplicações, como a mobilidade elétrica, energias renováveis, melhoria da Qualidade da Energia Elétrica, entre outras [4]. O objetivo destas é, tal como o nome indica, controlar a corrente do sistema de acordo com uma referência previamente definida pelo utilizador ou calculada pela estratégia de controlo. Isto serve para elevar até ao máximo possível o desempenho dos conversores, diminuir as distorções existentes na corrente e obter uma resposta precisa no menor tempo possível [4]. Estas técnicas são as responsáveis pela geração dos sinais de comando para os semicondutores, produzindo as tensões necessárias para a sintetização das correntes que se pretendem [18]. Para a qualidade desta sintetização são também fundamentais a boa escolha da frequência de amostragem e de comutação [22]. Esta qualidade pode ser quantificada quando comparada com a corrente de referência. A semelhança entre estas é um indicador do bom ou mau desempenho do conversor. Existem várias técnicas de controlo de corrente para conversores, sendo estas de diferentes tipos. Quanto ao tipo de implementação existem as digitais e as analógicas. As técnicas de controlo de corrente digitais têm sido abordadas e aprofundadas de forma mais intensiva devido aos recentes avanços tecnológicos no que diz respeito aos microcontroladores. No entanto, as técnicas analógicas são mais rápidas em termos de resposta transitória, uma vez que não há atrasos causados pelas conversões de sinais analógicos para digitais [23][24]. As técnicas de controlo de corrente podem ainda ser classificadas como lineares ou não-lineares. As técnicas lineares são aquelas em que separadamente se controla o erro da corrente e se 20 Capítulo 3. Estratégias de Controlo 21 faz a modulação da tensão de referência, tudo isto com frequências de comutação e amostragem fixas. Por outro lado, as não-lineares baseiam a modulação da tensão de referência diretamente pelo erro da corrente [22]. 3.2.1 Controlo de Corrente por Histerese Este método consiste na comparação da corrente de referência com a corrente de saída do conversor, sendo apenas adicionada uma margem de erro [25]. A seguir, o sinal resultante desta comparação é enviado como sinal de comando para o semicondutor de potência superior de um braço do conversor e a negação lógica deste sinal é enviada para o outro semicondutor desse mesmo braço. Figure 3.1: Diagrama de blocos do controlo de corrente por histerese. Assim, além de ser o método mais simples, é também o método mais robusto de controlo de corrente. Esta simplicidade faz com que, se implementada num microcontrolador, esta técnica utilize poucos recursos e tenha um tempo de processamento relativamente baixo, quando comparado com outras técnicas. No caso de ser implementada em microcontrolador, é importante que a frequência de amostragem seja alta o suficiente para não deixar que a corrente de saída fique demasiado longe dos limites da histerese [26]. No caso das frequências de amostragem e comutação e a bobina de acoplamento à rede não terem um valor elevado, o valor do ripple da corrente sintetizada será maior que duas vezes o valor da margem de histerese, o valor mínimo de ripple que esta técnica de controlo consegue garantir. Quando a corrente é maior que o limite superior da margem de histerese, o conversor comuta para o nível de saída baixo, e quando é menor que o limite inferior acontece o inverso. Enquanto a corrente de saída estiver dentro dos limites da margem de histerese não há nenhuma alteração do sinal de comando, logo o conversor mantém o seu nível de saída, mesmo que esta não seja igual à corrente de referência. A escolha desta margem de histerese tem que ocorrer sempre coma noção de que existe um trade-off . Isto é, uma margem com os limites mais próximos da corrente de referência resultam numa qualidade mais alta da corrente sintetizada, no entanto, esta margem mais estreita exige que a frequência de comutação seja mais elevada, aumentando as perdas por comutação [27]. Estas frequências de comutação Capítulo 3. Estratégias de Controlo 22 elevadas têm outras implicações em termos de hardware uma vez que pode exigir aos semicondutores operar a frequências de comutação que estes não suportem. Isto pode significar que se tenha de usar semicondutores de potência com valores mais elevados. Este problema também pode surgir devido ao facto desta técnica não funcionar com frequências de comutação fixas. 3.2.2 Controlo de Corrente por Periodic Sampling Esta técnica de controlo pode ser considerada um upgrade da técnica de controlo por histerese digital, uma vez que funciona da mesma forma, mas com uma margem de histerese de 0. A técnica de periodic sampling (PS) é uma técnica também simples de implementar e com robustez considerável, apresentando também uma resposta rápida. Figure 3.2: Diagrama de blocos do controlo de corrente por Periodic Sampling . A técnica de PS funciona também com um comparador entre a corrente de referência e a corrente de saída do conversor, neste caso em margem de histerese. Outra diferença em relação à técnica explicada anteriormente prende-se com o facto de os sinais resultantes da comparação não serem diretamente enviados para os semicondutores. Estes passam por um circuito de retenção e amostragem que faz com que esta técnica tenha uma frequência de comutação máxima, apesar de não ter frequência de comutação fixa. Este circuito faz com que a corrente de saída cruze várias vezes a referência sem que seja alterado o sinal de comando. O circuito de retenção e amostragem não é mais que um flip-flop do tipo D que recebe como entradas o sinal do comparador e uma onda quadrada na entrada de clock , que serve para definir a frequência máxima de amostragem, e cujas saídas são os sinais de comando para as gates dos semicondutores de um dos braços do conversor. Como é possível ver pelo esquema elétrico, esta técnica de controlo é relativamente fácil de implementar analogicamente. Além disso, também é facilmente implementada num controlador digital. No entanto, tal como no controlo por histerese, existe a desvantagem de não se conseguir controlar a frequência mínima de comutação e ainda o facto de a corrente sintetizada ter um ripple relativamente elevado. Apesar destas desvantagens, a simplicidade e robustez desta técnica fazem com que ela não possa ser Capítulo 3. Estratégias de Controlo 23 facilmente descartada, uma vez que o seu desempenho é facilmente melhorado recorrendo a frequências de amostragem e comutação mais elevadas, tendo em conta os limites dos semicondutores escolhidos [22][28]. 3.2.3 Controlo de Corrente Proporcional Integral (PI) Estacionário A técnica de controlo PI é uma das técnicas mais utilizadas para o controlo de conversores eletrónicos de potência. Para o funcionamento desta técnica de controlo é necessário calcular a diferença entre a corrente de saída e a corrente de referência. De seguida, o resultado desta diferença é submetida aos ganhos proporcional e integral, de modo a calcular a tensão de referência que é necessário aplicar à modulação de PWM, de maneira a aproximar a corrente sintetizada da corrente de referência. Figure 3.3: Diagrama de blocos do controlo de corrente PI. Esta técnica de controlo de corrente apresenta uma resposta mais lenta a variações bruscas, é mais complexa e difícil de implementar e é necessário ajustar os ganhos proporcional e integral de modo a obter o melhor desempenho possível do conversor. Adicionalmente, os controladores podem apresentar problemas de saturação uma vez que a referência se vai alterando. Para solucionar este problema é necessário recorrer a estratégias de anti-windup [29]. No entanto, é possível definir uma frequência de comutação fixa, que se for alta o suficiente elimina o ruído provocado pelas comutações de baixa frequência. Além desta vantagem, a técnica do controlo PI apresenta um valor de ripple mais baixo quando comparado com as estratégias expostas anteriormente. Esta caraterística torna-se importante quando se fala em sintetização de correntes sinusoidais para injetar na rede, uma vez que quanto menor o ripple , menos problemas de qualidade de energia elétrica se acrescentam ao sistema de distribuição de energia, que por si só já está sobrecarregado. Esta técnica está normalmente associada a técnicas de modulação PWM e tem ainda a capacidade de compensar automaticamente as não-linearidades provocadas pelos deadtimes necessários para não haver curto-circuitos durante as comutações dos semicondutores [30]. Capítulo 3. Estratégias de Controlo 24 Considerando a implementação digital, existem algumas possibilidades de implementar o controlador PI, no entanto, a mais comum em eletrónica de potência consiste em: mP[k] = kP(iconv*[k]−iconv[k]) (3.1) mI[k] = kIfs(iconv*[k]−iconv[k]) + mI[k−1] (3.2) Onde a referência de tensão para o conversor é obtida de acordo com: vconv*[k] = mP[k] + mI[k](3.3) 3.2.4 Controlo de corrente feedforward O controlo de corrente feedforward partilha muitas caraterísticas com o controlo PI. Uma vez que alguns sistemas têm referências que variam no tempo, o feedback pode mostrar algumas dificuldades em garantir o rastreamento com a qualidade necessária. Devido a estes problemas, apareceu esta estratégia de controlo cujo objetivo é reduzir os efeitos das perturbações em sistemas de controlo. Para isso, a técnica feedforward consiste na geração de um sinal de referência padrão, adicionado à tensão de referência para que a tarefa do controlador seja facilitada [30]. Figure 3.4: Diagrama de blocos do controlo de corrente feedforward . No âmbito desta dissertação, para o caso específico do conversor CA-CC full-bridge totalmente controlado, oδ* é definido por: δ∗= 1 − vg VDC (3.4) Capítulo 3. Estratégias de Controlo 25 Onde vgé a tensão na rede elétrica e VDC é a tensão no barramento CC do conversor. Considerando uma implementação digital, este duty-cycle é adicionado a um controlador PI, resultando numa implementação de acordo com: vconv*[k] = kP(iconv*[k] + kIfs(iconv*[k]−iconv[k]) + (1 − vg[k] VDC[k])(3.5) 3.2.5 Controlo de corrente preditivo Esta técnica de controlo de corrente é classificada como linear, uma vez que a modulação da tensão e a compensação do erro se fazerem em separado. Assim, a frequência de comutação do conversor é fixa. O controlo preditivo utiliza o modelo elétrico do sistema [31][32], de modo a determinar a tensão de referência que o conversor deve sintetizar para que a corrente de saída seja igual à corrente de referência [33]. Normalmente, neste tipo de conversor utiliza-se uma bobina de modo a fazer o acoplamento destes à rede elétrica. Assim, recorrendo à lei das malhas, temos que: vconv =vL+Vg(3.6) Idealmente, se se desprezar a resistência interna desta bobina e substituindo a tensão da bobina pela equação da sua corrente, tem-se que: vconv =Ldiconv dt +vg(3.7) Como a realimentação é feita através da corrente iconv, o erro da corrente é dado pela diferença entre a corrente de referência e a corrente de saída do conversor: ierro =iconv* −iconv (3.8) Substituindo iconv tem-se que: Ldierro dt =Ldiconv* dt +vg−vconv (3.9) Se esta técnica for implementada digitalmente, e tendo em conta que a frequência de amostragem é bastante superior à frequência do sinal sintetizado, pode-se considerar que a derivada do erro varia de forma muito próxima do linear. Assim, pode-se reescrever a equação anterior: Lierro Ts =L∆iconv* Ts +vg−vconv (3.10) Capítulo 3. Estratégias de Controlo 26 Para anular o erro da corrente, a tensão aplicada à bobina tem de ser o simétrico do valor calculado, por isso pode-se dizer que: vconv =vg+Lierro Ts =L∆iconv* Ts (3.11) Voltando a colocar esta equação no domínio discreto temos que: vconv*[k] = vg[k] + L Ts (iconv*[k]−iconv*[k−1] + ierro[k]) (3.12) A corrente ierro pode ser substituída pela diferença entre correntes de referência e de saída ficando a equação para o cálculo da tensão de referência: vconv*[k] = vg[k] + L Ts (2iconv*[k]−iconv*[k−1] + iconv[k]) (3.13) Assim, a tensão resultante deste cálculo será a tensão de referência para a modulação PWM. Relativamente ao controlo PI, esta técnica de controlo tem como vantagem uma resposta mais rápida a variações bruscas das referências. Adicionalmente, o facto de não ser necessário o ajuste de ganhos é a principal vantagem, apesar desta estratégia ser sensível a alterações de parâmetros do sistema, principalmente da bobina de acoplamento à rede, uma vez que esta tem uma grande influência no cálculo da tensão de referência [31]. Figure 3.5: Diagrama de blocos do controlo de corrente preditivo. 3.3 Técnicas de modulação PWM É necessário implementar técnicas de modulação para controlar os semicondutores de potência do conversor CA-CC. A relação entre o tempo que o impulso está em nível lógico alto e o período total do impulso é chamado de duty-cycle . Capítulo 4. Simulações Computacionais 33 Figure 4.3: Tensão da rede elétrica e saídas da PLL para as fases A, B e C. Por outro lado, a rede elétrica permite até 1% de oscilação em torno da sua frequência fundamental. Isto significa que a frequência da tensão da rede pode variar entre 49,5 Hz e 50,5 Hz. Para combater os efeitos que estas oscilações podem causar no funcionamento ótimo do sistema, a PLL possui um Voltage Controlled Oscillator (VCO). Assim, a PLL tem que funcionar corretamente entre estes dois extremos. Figure 4.4: Tensão da rede elétrica e saídas da PLL para as fases A, B e C com frequência fundamental de 49,5 Hz. Na figura 4.4 é demonstrado o resultado da simulação do funcionamento da PLL para uma frequência fundamental de 49,5 Hz. Como é possível verificar pela análise da figura, a alteração da frequência fundamental em nada alterou o funcionamento normal da PLL, ocorrendo a sincronização total novamente Capítulo 4. Simulações Computacionais 34 em apenas 1 período da tensão da rede elétrica e sem qualquer desvio. Simulou-se novamente o funcionamento da PLL para uma frequência de 50,5 Hz e obteve-se os mesmos resultados, como comprovado na figura 4.5. Assim, foi garantido o funcionamento da PLL para este conversor dentro das oscilações de referência que podem acontecer durante o funcionamento normal da rede elétrica. Figure 4.5: Tensão da rede elétrica e saídas da PLL para as fases A, B e C com frequência fundamental de 50,5 Hz. 4.2.2 Carregamento e regulação da tensão do barramento CC Antes de juntar o conversor CA-CC com os conversores CC-CC para a simulação do sistema final é necessário carregar e regular o barramento CC. Para a implementação prática do barramento CC utilizaram-se oito condensadores de 8,2 mF. Para efeitos de simulação apenas se utilizaram dois, uma vez que no protótipo são utilizados em cada divisão do barramento quatro condensadores. Dois em série em paralelo com mais dois condensadores em série. Isto deve-se ao facto de os condensadores utilizados terem um limite de tensão fixado nos 350 V. No entanto, para o funcionamento do sistema estes 4 condensadores funcionam como um único condensador de 8,2 mF. Os conversores da topologia VSI têm de ter uma tensão do barramento superior ao valor de pico da tensão da rede. Tendo em conta que o conversor CA-CC está inserido na rede elétrica nacional, as tensões aplicadas serão de 230 V de valor eficaz para a tensão simples e 400 V para a composta. Assim, valor da tensão que irá aparecer aos terminais do barramento CC será a soma da tensão de pico nos dois semiciclos da tensão simples, perfazendo os 650 V. Uma vez que a tensão do barramento tem que ser superior à tensão máxima que lhe será aplicada, e de modo a existir uma margem de segurança considerável, optou-se por carregar o barramento até uma tensão de 800 V, ou seja, 400 V em cada divisão. Na figura 4.6 estão apresentados os resultados da simulação da tensão do barramento desde o momento inicial até que a tensão estabiliza nos 400 V. Capítulo 4. Simulações Computacionais 35 Figure 4.6: Tensão do barramento CC ao longo do carregamento e regulação. Pela análise da figura é possível ver que os condensadores estão totalmente descarregados, isto é, a sua tensão é 0 V. A partir deste momento e até que a tensão atinge os 300 V o carregamento é feito através das resistências de pré-carga, de modo a evitar picos de corrente muito elevados. Assim que a tensão do barramento atinge os 300 V é feito o bypass das resistências de pré-carga e iniciado o controlo PI da tensão, fazendo uma rampa desde esse momento até aos 400 V, impedindo o over-shooting e garantindo a regulação da tensão em regime permanente. Figure 4.7: Tensão do barramento CC e correntes das fases ao longo do carregamento e regulação. O controlo PI tem como saída a potência necessária para manter o barramento nos 400 V, neste caso a ser extraída da rede. Esta saída do controlo PI é depois utilizada pelo controlo preditivo para fazer a Capítulo 4. Simulações Computacionais 36 sintetização das correntes necessárias. Durante este processo estas correntes alteram-se tanto em forma de onda como em amplitude, como é possível verificar na figura 4.7. Como foi dito anteriormente, o primeiro passo para o carregamento do barramento é a pré-carga. Foram instaladas resistências de 100 Ωem série com o conversor (uma em cada fase), de modo a evitar o surgimento de picos de corrente que possam danificar alguns componentes ou até atuar os disjuntores e os contactores através da proteção por software . É possível ver que ocorrem dois picos de corrente durante o processo. O primeiro é logo no instante inicial e deve-se ao facto de os condensadores estarem completamente descarregados. O valor máximo deste pico de corrente pode ser calculado tendo em conta o valor de pico da tensão da rede, o valor da tensão no barramento CC e a resistência de pré-carga, tal como mostra a equação seguinte. Imáx =Vpico_rede −Vcc Rpré-carga =325 −0 100 = 3,25A(4.1) O resultado desta equação é verificado pelo resultado pela simulação apresentado na figura 4.7. A corrente máxima aproxima-se dos 3,25 A e começa a diminuir à medida que o barramento carrega. Nesta fase do processo de carregamento, o conversor CA-CC funciona como uma ponte retificadora não controlada de onda completa. Isto deve-se ao facto de os IGBT estarem ao corte e a corrente fluir através dos díodos de free-wheeling . Quando a tensão das divisões do barramento chega aos 300 V faz-se o bypass às resistências de précarga. No ambiente de simulação este bypass é feito recorrendo a um interruptor trifásico controlado por um sinal vindo do bloco de processamento. Nesse momento, volta a haver um pico das correntes extraídas da rede elétrica e a tensão sobe ligeiramente. Isto deve-se ao facto de ser anulada a tensão que havia aos terminais destas resistências e os condensadores voltam a ser carregados naturalmente até cada divisão atingir aproximadamente o valor de pico da tensão da rede, 325 V. A partir deste momento é iniciada a regulação do controlo PI e as comutações dos semicondutores de maneira a ser extraída apenas potência ativa para que se atinja a tensão desejada dos 800 V, ou seja, 400 V em cada divisão. 4.3 Simulação do conversor CA-CC integrado no modelo do protótipo Simuladas as funcionalidades principais do conversor CA-CC, integrou-se este com o modelo de simulação do conversor CC-CC de modo a simular os modos de funcionamento do protótipo. Na figura 4.8 apresentase o modelo de simulação do protótipo completo a implementar. Capítulo 4. Simulações Computacionais 37 Dentro do protótipo, o conversor CA-CC deverá conseguir transformar as correntes contínuas, extraídas quer dos painéis fotovoltaicos, quer das baterias, em corrente alternada com forma de onda sinusoidal e em completa oposição de fase com a tensão da rede elétrica, de modo a apenas injetar potência ativa. Por outro lado, o conversor deverá garantir que toda a corrente que será extraída da rede, quer para regulação de barramento, quer para carregamento de baterias, seja sinusoidal, de modo a não acrescentar problemas de qualidade de energia elétrica a uma rede já sobrecarregada. Tem que garantir também que esta corrente está em fase com a tensão da rede de modo a apenas ser extraída potência ativa da rede elétrica. Figure 4.8: Modelo de simulação com a integração do conversor CA-CC no protótipo. 4.3.1 Extração de energia dos painéis fotovoltaicos De modo a validar o modo de funcionamento de extração de energia da fonte de energia renovável, utilizouse uma fonte de tensão de 100 V ao invés de se utilizarem painéis fotovoltaicos. Isto porque é uma forma mais fácil de validar o funcionamento do conversor. Assim, foi possível validar o funcionamento do sistema para várias referências de corrente diferentes. Foi programada uma rampa de referência de modo a não haver uma alteração demasiado brusca na corrente que poderia danificar alguns componentes. Definiramse, então, correntes de referência de 10 A, 40 A e 60 A, em regime permanente, e analisaram-se os gráficos resultantes da simulação de modo a analisar o comportamento do protótipo. Capítulo 4. Simulações Computacionais 38 (a) (b) (c) Figure 4.9: Resultados da simulação de ipv para valores de irefpv de (a)10 A; (b)40 A; (c)60 A. Como se pode verificar pela análise da figura 4.9 a corrente extraída dos painéis fotovoltaicos segue o valor de referência como o esperado. Posto isto, útilizou-se o valor de referência de 40 V e verificou-se também os resultados de simulação do barramento CC de modo a verificar o efeito que esta corrente tem na sua regulação. Capítulo 4. Simulações Computacionais 39 (a) (b) Figure 4.10: Resultados da simulação de ipv e Vdc1 e Vdc2 para diferentes declives da rampa de referência Na figura 4.10 apresentam-se os resultados de simulação para diferentes declives da rampa de referência. Como é possível verificar, enquanto a corrente não atinge o valor definido como referência para regime permanente, o barramento sofre uma perturbação. Esta perturbação é mais acentuada quanto maior for o declive da rampa de referência. Além disto é possível verificar que mesmo após a estabilização da corrente extraída dos painéis, há um ligeiro decaimento da tensão Vdc1 e um aumento de Vdc2. Esta diferença atinge o valor máximo de cerca de 2 V, representando menos de 1% da tensão de cada uma das divisões do barramento. Tendo em conta estes valores, conclui-se que esta variação não influencia o funcionamento normal do protótipo. Capítulo 4. Simulações Computacionais 40 Figure 4.11: Resultados de simulação das correntes a injetar na rede quando há extração de energia dos painéis fotovoltaicos. Por último, simularam-se as correntes a ser injetadas na rede elétrica por parte do conversor CA-CC. Pela análise da figura 4.11 é possível verificar que a amplitude da corrente a injetar na rede aumenta seguindo a rampa de referência da corrente dos painéis fotovoltaicos. (a) (b) Figure 4.12: Resultados da simulação das correntes a injetar na rede elétrica durante: (a) aumento gradual da corrente; (b) regime permanente. Analisando mais detalhadamente a forma das correntes, pode-se verificar que estas são completamente sinusoidais sem qualquer distorção harmónica tanto durante o processo de aumento gradual da corrente extraída dos painéis, quer quando a corrente de referência em regime permanente é atingida. Isto pode ser verificado na imagem 4.12 Além desta análise fez-se também a observação da relação entre a corrente e a tensão da fase A. Deste modo pode-se analisar também o funcionamento do controlo da corrente uma vez que este tem que controlar também o sincronismo com a corrente elétrica. Como, neste modo de funcionamento, tem Capítulo 4. Simulações Computacionais 41 que haver injeção da corrente para a rede e como é desejável que apenas seja injetada potência ativa, a corrente tem que estar em oposição de fase com a tensão. Analisando a figura 4.13 é possível observar os resultados de simulação que comprovam este requisito. Figure 4.13: Resultados de simulação da corrente e tensão da fase A. 4.3.2 Extração de energia das baterias Feita a simulação do modo de funcionamento de extração de energia da fonte de energias renováveis, passou-se para a simulação da extração de energia das baterias. Tal como no subcapítulo anterior, efetuouse a simulação para vários valores de referência de corrente. Para esta simulação utilizaram-se os valores de referência de 10A, 20 A e 40 A. Analisando a figura 4.14 é possível verificar que, em regime permanente, a corrente extraída das baterias atinge o valor definido previamente como referência. Capítulo 4. Simulações Computacionais 42 (a) (b) (c) Figure 4.14: Resultados da simulação da corrente nas baterias para referências de (a)10 A; (b)20 A; (c)40 A. De seguida, utilizando um valor de corrente de referência de 20 A, analisou-se a interferência que esta terá sobre o barramento CC. Para esta observação foram feitas duas simulações com diferentes declives. Os resultados destas simulações são apresentados na figura 4.15. Tal como foi constatado no subcapítulo anterior, quanto maior for o declive da rampa de referência da corrente extraída das baterias, maior será a amplitude da perturbação que esta cria na tensão do barramento CC, apesar de ser menos duradoura, uma vez que a corrente das baterias demora menos tempo a estabilizar.Também neste caso, a tensão do barramento CC desvia-se ligeiramente da referência em regime permanente. Este desvio tem um valor máximo de 2 V, não sendo significativo para o funcionamento do protótipo. Capítulo 4. Simulações Computacionais 49 (a) (b) (c) Figure 4.24: Resultados da simulação da corrente nos painéis fotovoltaicos e nas baterias e tensões no barramento para referências de (a)Ipv=10 A e Ibat=30 A; (b)Ipv=20 A e Ibat=20 A; (c)Ipv=40 AeIbat=10 A. Capítulo 4. Simulações Computacionais 50 De seguida, analisou-se a corrente e a tensão da fase A para os mesmos valores de referência das correntes dos painéis fotovoltaicos e das baterias. Na figura 4.25, é possível verificar que para uma corrente nas baterias superior à dos painéis fotovoltaicos, é necessária extração de corrente da rede elétrica, quer para a regulação do barramento, quer para o carregamento das baterias, tal como é expectável. Quando a referência das correntes para as baterias e os painéis fotovoltaicos são iguais, repete-se o resultado da situação anterior, apesar de serem apresentados valores de corrente menores. Isto acontece por um lado devido à corrente necessária para a regulação da tensão do barramento CC, mas também porque, para a mesma corrente, as potências do lado das baterias e do lado dos painéis são diferentes. Por último, seria de esperar que, logo que a corrente dos painéis fosse superior à corrente das baterias, se iniciasse a injeção de corrente na rede elétrica. No entanto, isto não se verifica devido aos mesmos motivos referidos anteriormente. (a) (b) (c) Figure 4.25: Resultados da simulação da corrente e tensão na fase A para valores de referência (a)Ipv=10 A e Ibat=30 A; (b)Ipv=20 A e Ibat=20 A; (c)Ipv=40 A e Ibat=10 A. Capítulo 4. Simulações Computacionais 51 4.4 Conclusão Inicialmente, neste capítulo, foi apresentado o modelo de simulação tanto do andar de potência, constituído pelo conversor CA-CC, interface com a rede elétrica e pré-carga, como também do andar de controlo, constituído por um bloco de processamento e uma técnica de modulação SPWM, que em conjunto geram os sinais de comando dos semicondutores utilizados. Para efeitos de simulação foram substituídos os painéis e as baterias por fontes de tensão nos modos de funcionamento em que é extraída energia destes para ser injetada na rede. Já no modo de carregamento das baterias estas foram substituídas por uma resistência. Com este modelo foram simulados todos os modos de funcionamento, começando com o sincronismo com a rede. Este foi testado com tensões à frequência nominal e com variações até 1%. Depois, testou-se o carregamento e a regulação do barramento CC, que começa pela pré-carga, carregando cada divisão do barramento até à tensão de pico da rede e de seguida, utilizando um controlo PI, eleva-se a tensão até aos 400 V em cada uma das divisões mantendo-a em regime permanente. Por fim, integrou-se este conversor com o conversor CC-CC encarregue da interface com os painéis fotovoltaicos e com as baterias. Com isto simulou-se todos os modos de funcionamento do sistema completo como o carregamento das baterias, extração de energia das baterias, extração de energia dos painéis fotovoltaicos e extração de energia dos painéis em simultâneo com o carregamento das baterias. O próximo passo será a construção do sistema. Em todos os modos de funcionamento foi possível verificar que as correntes a ser extraídas ou injetadas na rede elétrica são completamente sinusoidais, garantindo que não se acrescentam problemas de qualidade de energia elétrica na rede. Além disto não há produção nem consumo de potência reativa, uma vez que nos casos em que é extraída energia da rede a corrente e a tensão estão em fase. Por outro lado, quando é injetada energia na rede a corrente e a tensão estão em oposição de fase. Com isto evita-se o consumo de energia que não tem qualquer utilidade para o funcionamento deste sistema. 5. Construção do Conversor CA-CC 5.1 Introdução Neste capítulo aborda-se o desenvolvimento físico do sistema de controlo e do sistema de potência utilizados na realização do protótipo para esta dissertação. Na parte do sistema de potência são explanados todos os elementos constituintes para a montagem do inversor trifásico, assim como todos os necessários para o seu bom funcionamento e a sua montagem. Na parte do sistema de controlo, aborda-se o microcontrolador escolhido para o controlo do protótipo, assim como todas as placas utilizadas que já tinham sido previamente projetadas por membros do Grupo de Eletrónica de Potência e Energia (GEPE). 5.2 Sistema de Controlo O sistema de controlo é absolutamente fundamental para o protótipo funcionar tal como o previsto e requerido. Este pode ser dividido em hardware , onde se descrevem todos os sensores de tensão e corrente, placas de condicionamento de sinal e deteção de erros, placas de comando, placas de drive , o DSP, entre outros. Por outro lado, há ainda o software que incorpora todas as estratégias de controlo e processamento de dados recolhidos, necessários para o funcionamento do protótipo, e ainda os algoritmos para comunicação com o computador de onde o protótipo pode ser atuado e monitorizado. 5.2.1 DSP TMS320F28335 Para controlador do protótipo e parte central deste sistema de controlo optou-se por usar o DSP TMS320F28335, implementado na placa de desenvolvimento TMDSCNCD28335 da Texas Instruments [39]. Este DSP possui vários recursos úteis para a implementação do sistema de controlo: •CPU de 32-bits; •Frequência de relógio máxima até 150 MHz; •Memória flash on-chip de 16-bits; •Unidade de Vírgula Flutuante (FPU); 52 Capítulo 5. Construção do Conversor CA-CC 53 •1 módulo de Serial Peripheral Interface (SPI); •3 Timers de 32-bits; •18 saídas de Pulse-Width Modulation (PWM); •16 canais de Analog-to-Digital Converter (ADC) de 12-bits; • Debug em tempo real. Para além da rápida execução e grande resolução de operações matemáticas com números decimais, esta placa possui caraterísticas como a versatilidade de configurações PWM complementares com deadtime entre comutações, assim como a possibilidade de definir o ângulo de desfasamento entre as portadoras triangulares. Estas caraterísticas tornam este DSP apropriado para soluções de eletrónica de potência. Figure 5.1: DSP TMS320F28335. Nesta placa foram implementados todos os algoritmos utilizados pelas estratégias de controlo, utilizando o Code Composer Studio . Através deste IDE é possível programar em linguagem C, correr o código de controlo em modo debug e alterar as variáveis em tempo real, entre outros. 5.2.2 Placa de Adaptação do DSP Esta placa foi projetada para ser mais fácil utilizar todos os periféricos e funções associados ao DSP e faz a ligação a esta por um socket do tipo DIM de 100 pinos. Esta placa pode ser alimentada de duas maneiras, com uma ficha header ou um conetor pitch de 2 pinos, sempre com 5 V e GND. Nesta placa existem também 2 canais GPIO disponíveis. Estes pinos podem ser utilizados para qualquer propósito do utilizador, mas no caso desta dissertação foram designados para acionamento dos relés. Figure 5.2: Placa de adaptação da DSP utilizada na construção do protótipo. Capítulo 5. Construção do Conversor CA-CC 54 Os canais de ADC têm uma resolução de 12 bits cada um, no entanto, estes não interpretam sinais negativos. Como forma de resolver este problema, utilizou-se uma placa de condicionamento de sinal que se conectou à placa de adaptação, por um flat cable de 26 pinos (uma vez que esta já estava preparada para utilização de ADCs externos), permitindo assim a leitura dos sinais provenientes dos sensores. Esta placa tem ainda duas fichas header para envio dos sinais de PWM, com saídas entre GND e 3,3 V, e duas fichas DB9 que foram utilizadas para comunicação série RS232 com o computador e para ligação através de SPI à placa de DAC, para serem analisadas variáveis da placa importantes no funcionamento do sistema. 5.2.3 Sensor de tensão As estratégias de controlo necessitam de algumas tensões para funcionarem segundo o planeado, como a tensão do barramento, a tensão da rede e a tensão dos painéis e baterias. Como estas tensões são valores demasiado altos para a leitura do ADC foi necessário utilizar sensores para transformar estas tensões para valores que pudessem ser utilizados pelo DSP. Para este efeito escolheram-se sensores de efeito de Hall CYHVS5-25A fabricados pela Chen-Yang Sensors [40]. Estes sensores são versáteis uma vez que permitem ler tanto tensões CA como CC e podem medir tensões até 2 kV com uma razão de transformação de 5000:1000, garantindo isolamento galvânico até 2,5 kV. Figure 5.3: Sensor de tensão CYHVS5-25A. O funcionamento deste sensor é simples. A tensão que se pretende medir liga-se ao lado do primário. Esta é convertida pela resistência Rinuma corrente que atravessa o primário do sensor. No lado secundário obtém-se a corrente transformada, que ao atravessar a resistência Rmé convertida numa tensão à saída do sensor. Este sinal é depois passado para a placa de condicionamento de sinal, podendo depois ser lida pelo ADC do DSP. Pela leitura do datasheet do sensor [40] depreende-se que o lado primário tem uma corrente nominal de 10 mA RMS, pelo que, ao escolher a resistência Ri, é necessário garantir-se que a corrente que a atravessa Capítulo 5. Construção do Conversor CA-CC 55 não ultrapassa este valor. Para calcular o valor necessário para a resistência Riutilizou-se a equação: Ri=VRMS IP (5.1) Como estes sensores são utilizados para medir tanto as tensões de barramento como tensões de rede e estas têm valores diferentes, os valores de Riserão diferentes para os sensores usados nestas medições. Para diminuir o valor da potência dissipada nesta resistência, dividiu-se esta por duas resistências em série com metade do valor. Já no lado do secundário dos sensores a corrente é 25 mA RMS e segundo o fabricante a resistência do secundário deve ter valores compreendidos entre 110 Ω e 350 Ω. Sabendo isto e tendo em conta que a placa de condicionamento de sinal suporta tensões até 5 V, calculou-se a resistência Rmutilizando a equação: Rm=VRMS IS (5.2) Para diminuir possíveis ruídos causados pelas alimentações entre +15 V e -15 V dos sensores, a placa onde estes vêm incorporados têm ainda condensadores de desacoplamento, que cumprem esta função de filtrar esses ruídos, garantindo assim um valor medido mais fiável aumentando o desempenho da estratégia de controlo. Após se calibrar os sensores estes foram posicionados conforme o que iriam medir. Os sensores utilizados para medir os sensores foram colocados nos dissipadores enquanto os sensores utilizados para medir as tensões na rede foram colocados numa placa na base da platine junto aos disjuntores e contactores permitindo assim uma ligação próxima dos sinais que se pretende medir para assim haver menos perdas e interferências devido a cabos mais compridos que o necessário. Figure 5.4: Montagem dos sensores de tensão junto às entradas do sistema Capítulo 5. Construção do Conversor CA-CC 56 Figure 5.5: Montagem dos sensores de tensão junto ao barramento CC. 5.2.4 Sensor de Corrente Da mesma forma que os sensores de tensão, os sensores de corrente são uma parte fundamental do sistema de controlo, dando ao inversor capacidade de controlar a corrente que quer injetar ou extrair da rede. Assim, são necessários sensores de corrente para medir a corrente do lado da rede elétrica, a corrente dos painéis fotovoltaicos e a corrente das baterias. Optou-se pelo sensor LA-55P da LEM [41]. Estes sensores também funcionam com o efeito de Hall, fazendo com que seja possível medir correntes contínuas e alternadas numa razão de 1:2000. Este sensor funciona com correntes nominais de 50 A RMS no lado primário e 25 mA RMS no lado secundário, onde se deve acrescentar uma resistência entre os 0 Ω e os 110 Ω, segundo o fabricante e de modo que a tensão de saída não ultrapasse o valor. Ao contrário dos sensores de tensão, e para evitar interferências, esta resistência deve ser colocada na placa de condicionamento de sinal ao invés de na placa do sensor. De modo a aumentar a sensibilidade do sensor para baixas correntes, pode-se aumentar o número de voltas dentro da abertura do sensor dadas pelo fio condutor da corrente que pretendemos medir. Assim, o sensor vai medir a corrente real multiplicada pelo número de passagens do fio pela abertura do sensor, podendo este valor ser corrigido posteriormente pelo software implementado no DSP. Figure 5.6: Sensor de corrente LA-55P. Capítulo 5. Construção do Conversor CA-CC 57 Tal como nos sensores de tensão, o isolamento galvânico é importante, uma vez que a corrente pode facilmente chegar a valores elevados, como dezenas de amperes. Com isto evita-se a destruição do sensor e consequentemente garante-se a segurança do sistema. O isolamento galvânico deste sensor é garantido até 2,5 kV durante um minuto para frequências de 50 Hz e 4,5 kV se for medido um impulso com duração compreendida entre os 1,2 µs e os 50 µs. Figure 5.7: Montagem dos sensores de corrente junto às bobinas de acoplamento. 5.2.5 Placa de condicionamento de sinal e de proteção Como foi visto anteriormente, os sensores não estão na mesma gama de medida do ADC interno do DSP. Tendo isto em conta, é fundamental um condicionamento de sinal que faça a transposição dos valores medidos para valores que o ADC da placa de controlo consiga processá-los e assim transformá-los num valor digital que depois possa ser usado pelo algoritmo de controlo. Além disso, e tendo em conta que todos os sistemas são falíveis, é necessário implementar uma proteção por hardware que vá funcionar simultaneamente e em paralelo com as proteções definidas por software , enviando um sinal para a placa de comando, desabilitando instantaneamente as comutações dos IGBT. Este mecanismo deve diminuir os riscos em caso de falha de funcionamento do protótipo, tanto em caso de sobretensões como de sobrecorrentes. A placa de condicionamento de sinal e proteção deve conseguir cumprir tanto o objetivo de proteção como o de condicionamento de sinal, tal como o nome indica. Tendo em conta estas especificações, utilizou-se uma placa anteriormente desenvolvida no GEPE, cujo funcionamento se resume na receção dos sinais enviados pelos sensores e na sua transformação para níveis adequados para o ADC interno do DSP, entre os 3,3 V e GND. Uma vez que apenas serão ligados 14 sinais a esta placa – 8 relativos às tensões e correntes do lado da rede elétrica, 2 relativos às tensões do barramento CC e 4 relativos às tensões e correntes das baterias e painéis fotovoltaicos – os seus 16 canais serão mais do que suficientes para o protótipo, podendo ainda deixar reservas para futuras aplicações. Estes 16 canais presentes na placa significam 16 repetições dos circuitos abaixo explicados. A figura abaixo apresenta o esquema elétrico de um dos canais da placa que recebe o sinal de um dos sensores. Sendo que os sensores são transdutores de corrente, pelo que foi dito anteriormente, as resistências de saída Rmforam passadas para este circuito sendo representadas pelas resistências R1e R2, e uma vez que o ADC do DSP não interpreta sinais negativos está implementado na placa um circuito Capítulo 5. Construção do Conversor CA-CC 58 somador que adiciona um offset ao sinal corrigindo, assim, a sua parte negativa. Utilizando um AMPOP LM318, está implementado um circuito amplificador não-inversor de ganho 2, que aumenta a amplitude do sinal. Sabendo que o ADC apenas permite sinais entre 3,3 V e GND, aplica-se um divisor de tensão puramente resistivo, pelas resistências R7e R8para transpor os valores para este intervalo. Por último, o sinal passa também por um seguidor de tensão cujo propósito teórico é a obtenção de uma resistência de entrada infinita e uma resistência de saída nula. As equações abaixo traduzem a relação do sinal de saída do amplificador somador não inversor com o sinal de entrada proveniente do sensor e a relação do sinal de entrada do ADC com o de saída do amplificador. vsaida = (1 + R6 R2 )( R3 R3+R4 ventrada +R3 R3+R4 voffset)(5.3) vADC =R8 R7 vsaida (5.4) O valor das resistências R3, R4, R5, R6e R7é de 10 kΩ e o valor da resistência R8 é de 15 kΩ. A série das resistências R1e R2varia dependendo se se trata de um sensor de tensão ou um sensor de corrente. Quanto ao circuito de proteção, também chamado circuito de detenção de erros, foram usados AMPOPs LM324 como comparadores, comparando os valores medidos com os limites pré-definidos. A atuação do sinal da placa de condicionamento de sinal e proteção na placa de comando é feito através de um optoacoplador, funcionando assim as duas placas com isolamento entre si. No circuito as resistências R9 e R11 tem o valor de 10 kΩ e as resistências R10 e R12 de 51 kΩ. Quanto ao sinal de saída para a placa de comando, este tem uma amplitude máxima de 15 V de maneira a ser possível atuar o fotodíodo presente no optoacoplador. 5.2.6 Placa de comando Esta placa foi dimensionada para conseguir receber 6 sinais de PWM do DSP e adaptá-los para serem enviados para os circuitos de drive dos IGBT. Estes 6 sinais correspondem exatamente ao número de PWMs necessários para atuar os IGBT do conversor CA-CC uma vez que os seus 3 braços são constituídos por 2 IGBT cada um. A placa de comando é alimentada a 15 V, no entanto, integra um circuito regulador de tensão que permite adaptar os níveis de tensão dos sinais de PWM enviados pelo DSP para os níveis adequados para a atuação das placas de drive . Isto é, os sinais são transformados de amplitude de 3,3 V para sinais de amplitude Capítulo 5. Construção do Conversor CA-CC 65 5.3.2 Condensadores do barramento CC Para sintetizar as correntes a injetar na rede elétrica, o conversor CA-CC precisa de um barramento CC estável e capaz de armazenar uma quantidade de energia significativa. Adicionalmente, o ripple do lado de corrente contínua não pode ser demasiado elevado para não afetar o funcionamento dos outros conversores, uma vez que o conversor CA-CC é bidirecional e não funciona de forma completamente independente. Para responder a estas necessidades implementou-se um barramento CC com 8 condensadores e um controlo PI implementado por software para controlar a tensão em regime permanente nestes. Figure 5.16: Condensadores B43456 A4828 M. Os condensadores utilizados para o barramento CC foram os B43456 A4828 M da EPCOS [45]. Estes são condensadores eletrolíticos de capacidade 8200 µF e aguentam tensões até 350 V. Uma vez que o barramento de 800 V está dividido em duas partes iguais, de 400 V cada uma, são necessários 2 condensadores por cada nível de tensão, perfazendo uma tensão máxima aplicável de 700 V por cada nível e 1400 V no total do barramento CC, garantido assim uma margem de segurança mais do que aceitável. Apesar disto, uma vez que a associação em série de condensadores faz com que a capacidade seja diminuída, adicionou-se outro braço de condensadores igual em paralelo, de modo a esta voltar ao valor inicial dos condensadores individuais. Assim se chegou ao barramento CC constituído por 8 condensadores, disposto como mostra o esquema da figura seguinte. Figure 5.17: Esquema elétrico do barramento CC montado. Capítulo 5. Construção do Conversor CA-CC 66 Uma vez que estes condensadores têm parafusos para efetuar as ligações, foram utilizadas barras de cobre para fazer as ligações do barramento CC. Estas barras de cobre também foram aproveitadas para a ligação aos módulos de IGBT uma vez que estes também partilham o barramento CC e, tal como os condensadores, possuem parafusos para estas ligações. Figure 5.18: Barramento CC. 5.3.3 Bobinas de acoplamento A bobina de acoplamento funciona como a interface entre o conversor CA-CC e a rede elétrica. Esta bobina é um elemento crucial para a sintetização das correntes a de saída do conversor. Devido à sua oposição a variações bruscas de corrente, a bobina permite a sintetização de uma corrente sinusoidal nas fases da rede. O ripple da corrente sintetizada está diretamente relacionado com a frequência de comutação e com o valor de indutância, segundo a equação seguinte. vL=Ldif dt (5.5) Para a construção deste sistema, optou-se pela utilização de bobinas com o núcleo partilhado por dois enrolamentos. O facto de as bobinas terem o núcleo partilhado contribui para a redução do ruído comum emitido. Utilizaram-se, relativamente ao conversor CA-CC, 3 bobinas, uma para cada fase. Figure 5.19: Bobinas de acoplamento à rede elétrico. Capítulo 5. Construção do Conversor CA-CC 67 5.3.4 Resistências de pré-carga Quando o protótipo é conectado à rede, os condensadores que compões o barramento CC estarão, teoricamente, descarregados. Por isso é necessário fazer um carregamento gradual do barramento CC através das resistências de pré-carga. Estas servem para diminuir os picos de corrente consumidas pelos condensadores durante o processo de carregamento, impedindo assim a ativação dos sistemas de proteção devido às sobrecorrentes. Quando o valor da tensão do barramento atingir um valor pré-definido no algoritmo de controlo é ativado um contactor cuja função é fazer o bypass destas resistências de précarga, ligando o conversor diretamente aos dispositivos de interface com a rede elétrica. Foram utilizadas resistências de 100 Ω com potência de 50 W. Figure 5.20: Resistências de pré-carga. 5.3.5 Interface com a rede elétrica e proteções A interface com a rede elétrica é feita por 1 disjuntor trifásico tetrapolar e 2 contactores trifásicos. Estes também estão encarregues pela proteção por hardware e software . Na montagem real existem também mais componentes, como distribuidores, as fichas de alimentação da rack de controlo e das ventoinhas para dissipação do calor, entre outros. Figure 5.21: Esquema para planeamento da ligação dos dispositivos de interface com a rede elétrica. Capítulo 5. Construção do Conversor CA-CC 68 O disjuntor é desatracado automaticamente se a corrente que o atravessa ultrapassar os 16 A nominais, implementando assim a proteção por hardware . Só podem ser novamente atracados manualmente por ação do utilizador, fazendo com que não seja ligado o protótipo à rede acidentalmente enquanto o problema não está resolvido. Tal como foi dito anteriormente, os contactores estão encarregues da proteção por software . Este é feito sempre que os sensores detetam valores de tensão fora dos limites estipulados, fazendo com que DSP envie um comando de erro que faz com que a placa de comando faça os contactores desatracarem, fazendo, assim, a desconexão do protótipo com a rede. Figure 5.22: Dispositivos de interface com a rede elétrica e proteção. Na montagem estão ainda os disjuntores associados às baterias e aos painéis solares, mas que não são aqui abordados uma vez que não fazem parte do foco desta dissertação. 5.4 Montagem do conversor e do protótipo Apresentados todos os componentes para a montagem do protótipo, o próximo passo é a montagem do protótipo. Primeiro, montou-se o conversor CA-CC, tal como mostra a figura 5.23. Figure 5.23: Montagem do conversor CA-CC. Capítulo 5. Construção do Conversor CA-CC 69 Relativamente à integração de todos os componentes no protótipo é necessário ter em conta algumas variáveis como o espaço disponível, o tamanho dos componentes, a orientação dos cabos de potência e de sinal, entre outros. Devido à energia dissipada pelas comutações dos IGBT, a temperatura do conversor pode aumentar até valores em que danifique alguns componentes ou altere o seu funcionamento. Para contrariar este facto, foi utilizado um dissipador e uma ventoinha na construção do conversor. Uma vez que o dissipador é grande o suficiente, todo o conversor foi construido em volta deste, como é possível ver na figura 5.23. Os módulos dos IGBT da Semikron foram colocados em cima do conversor, utilizando pasta térmica de modo a aumentar o contacto e reduzindo a resistência térmica com o dissipador. Na lateral deste dissipador foram colocados os circuitos de drive . (a) (b) Figure 5.24: (a)Esquema para planeamento da montagem do protótipo; (b)Montagem real do protótipo Aparafusadas no topo dos módulos estão as barras de cobre conectadas ao barramento CC, colocandoos assim em paralelo com barramento. Além disto, estão também aparafusados os condensadores de snubber , utilizados para diminuir picos de tensão durante as comutações dos IGBT. De seguida, foi desenhado o esquema da montagem do protótipo final, que contém todos os componentes necessários ao bom funcionamento do sistema. Seguindo este esquema foi então montado o protótipo Capítulo 5. Construção do Conversor CA-CC 70 seguindo o esquema. Na figura 5.24 pode-se comparar o esquema do planeamento e o resultado da montagem final. O protótipo foi dividido em duas partes principais: o andar de potência, representado a vermelho, e o andar de controlo, representado a azul. Outro ponto a ter em conta foi o posicionamento das entradas perto da base de modo a ser mais prática a ligação à rede, aos painéis fotovoltaicos e às baterias. Além disto, também é importante que os sensores fiquem o mais próximo possível da grandeza que medem. Além do planeamento da colocação dos componentes, planearam-se também os caminhos a percorrer pelos cabos dentro do protótipo. Isto foi feito porque se os cabos de potência percorrerem os mesmos caminhos que os cabos de sinal podem provocar interferências que alterem medições ou sinais de comando. Assim, chegou-se ao esquema da figura 5.25, onde a azul estão representados os caminhos dos cabos de sinal e a vermelho dos cabos de potência. Figure 5.25: Planeamento dos caminhos a percorrer pelos cabos dentro do protótipo. Tanto para a montagem do conversor propriamente dito como para a montagem do protótipo onde este foi integrado, foram aproveitados e reutilizados alguns materiais do GEPE, assim como os dissipadores, calhas para a orientação de cabos, ventoinhas para a dissipação do calor produzido pelas comutações dos IGBT, etc. Capítulo 5. Construção do Conversor CA-CC 71 5.5 Conclusões Ao longo deste capítulo foram apresentados o sistema de controlo e o sistema de potência em separado e detalhadamente, descrevendo os seus elementos constituintes e as suas funções. Assim, iniciou-se pela apresentação da DSP utilizada para controlo e todas a placas de circuito impresso auxiliares necessárias para o funcionamento ótimo do sistema. Estas PCBs foram: a placa de adaptação da DSP, placa de condicionamento de sinal e proteção, placa de relés, placa de comando, placa de DAC e placas de drive e proteção dos IGBT. Além disso, foram apresentados sensores de tensão e corrente utilizados e a fonte de alimentação comutada, utilizada para a alimentação das várias placas que fazem parte da rack de controlo. Foi apresentado também o andar de potência. Começou-se pelos semicondutores utilizados, que foram IGBT de Semikron. Apresentaram-se também as bobinas de acoplamento, função para a qual foram usadas bobinas com núcleo partilhado por dois enrolamentos, que perfazem um total de 5 mH à frequência da rede. Foi ainda apresentado o barramento CC e os condensadores que o constituem, fabricados pela EPCOS, com uma capacidade de 8200 µFque suportam tensões até 350 V. O barramento suporta tensões até 1400 V, no entanto, está controlado para uma tensão total de 800 V. Por último, apresentou-se a montagem do conversor CA-CC, assim como o planeamento e a construção do protótipo. O próximo passo será a validação prática do sistema. 6. Validação Experimental do Protótipo Desenvolvido 6.1 Introdução Este capítulo é referente à validação experimental de todas as funções do conversor, simuladas no capítulo 3. Nestas funções estão incluídas o sincronismo com a rede (PLL), a injeção e extração de energia na rede e o carregamento e regulação do barramento CC. Figure 6.1: Bancada de trabalho. Na figura 6.1 é apresentada a bancada de trabalho com os equipamentos utilizados para os testes experimentais. É possível identificar o armário que contém todo o hardware de potência e de controlo utilizado 72 Capítulo 6. Validação Experimental do Protótipo Desenvolvido 73 neste protótipo, assim como. o conversor CA-CC, o conversor CC-CC, os sensores de tensão e corrente e o rack de controlo, entre outros. Além do armário é também possível observar o osciloscópio digital Yokogawa DL708E utilizado para recolher resultados sobre os modos de funcionamento do protótipo e também um multímetro utilizado para algumas medições. Para obtenção de alguns destes resultados foi necessária a utilização do DAC de modo a ver a evolução de algumas variáveis de controlo. Todos os testes descritos abaixo foram executados em sistema trifásico, no entanto, para ligação à rede, recorreuse a transformadores ligados em estrela tanto do lado primário como do lado secundário, com razão de transformação de 230V/25V de modo a validar os modos de funcionamento do protótipo com maior segurança. 6.2 Validação da PLL A primeira função essencial deste inversor é garantir o sincronismo com a rede elétrica, pois esta função vai ser usada em todos os modos de funcionamento deste protótipo. Devido à boa capacidade de simulação dos blocos de processamento ( C blocks ) do PSIM, o código implementado no modelo de simulação é o mesmo que é utilizado quando se programa a DSP, uma vez que também já está implementado em linguagem C. Como já foi explicado aquando da validação por simulação, a PLL trifásica consiste, de uma forma básica, na geração de três sinais sinusoidais de amplitude unitária em fase com as tensões da rede. Com esse objetivo, para além do código migrado do modelo de simulação foi programado também um temporizador a uma frequência de 40kHz, para a aquisição das medições dos sensores de tensão e corrente, convertidos pelo ADC. Figure 6.2: PLL e tensão da fase A em regime Transitório. Analisou-se inicialmente a tensão e a saída da PLL da fase A enquanto ocorria a sincronização. Pela figura Capítulo 6. Validação Experimental do Protótipo Desenvolvido 74 6.2 verificou-se um atraso de 4 períodos até à sincronização. Apesar de se notar alguma deformação inicial na onda de saída da PLL, é possível verificar que esta está em fase com a tensão da fase A. Esta distorção não tem nenhum efeito mais grave no funcionamento do protótipo, uma vez que é uma deformação momentânea que desaparece ao fim de pouco mais de cerca de 150 ms e não envolve o desfasamento com a tensão. Figure 6.3: PLL trifásica em regime permanente. Na figura 6.3 estão apresentadas as três tensões de saída do transformador e os respetivos sinais de saída da PLL em regime permanente. Os sinais de saída do mecanismo de sincronização foram medidos através do DAC, assim como as tensões da rede. Quando se analisa o resultado retirado do osciloscópio é possível verificar que as saídas da PLL estão em fase com as tensões da rede. Figure 6.4: PLL da fase A em regime permanente. Capítulo 6. Validação Experimental do Protótipo Desenvolvido 81 de referência, aparecendo picos de tensão no barramento devido à diminuição de potência no lado das baterias. Figure 6.13: Carregamento das baterias com referência manual. Para não haver alterações tão bruscas tanto da corrente como da tensão, definiu-se uma rampa para o aumento gradual da corrente das baterias. Primeiro, a rampa foi implementada um declive de cerca de 1 A por segundo, até atingir os 3 A escolhidos como limite máximo. No entanto, esta velocidade levava a uma queda maior e mais duradoura na tensão do barramento CC. Optou-se então por uma rampa com um declive menos pronunciado com cerca de 0,4 A por segundo. Como é possível verificar pela análise da figura 6.14, há uma diminuição da tensão de quase 20 V em ambos os lados do barramento CC. Este valor já se torna significativo se tivermos em conta que, no momento do teste, cada divisão do barramento CC estava com 97 V, fazendo com que esta queda seja de mais de 20%. Por outro lado, com uma rampa de referência mais suave, a variação da tensão é também muito mais pequena, tendo assim um efeito muito mais leve no comportamento do protótipo, fazendo com que este seja muito mais estável. Quanto ao tempo que o barramento demora a voltar a estabilizar, é possível perceber também pelas imagens que na segunda tentativa, com a rampa mais suave, o barramento atinge muito mais rápido o valor de referência da tensão, uma vez que a tensão no momento que a corrente atinge os 3 A é muito mais próxima do valor desejado. Capítulo 6. Validação Experimental do Protótipo Desenvolvido 82 (a) (b) Figure 6.14: Carregamento das baterias com rampa de referência: (a) 1 A por segundo; (b) 0,375 A por segundo A seguir, analisaram-se as correntes de fase e a sua relação com a tensão.Na figura 6.15 é possível verificar que todas as fases estão equilibradas e apresentam forma sinusoidal. Apesar de alguma distorção, esta é mínima, pelo que o protótipo desenvolvido, neste modo de funcionamento, não acrescentará problemas de Qualidade de Energia Elétrica à rede. É possível ainda constatar que as correntes das 3 fases são iguais em termos de amplitude, mostrando assim equilíbrio em termos da potência entregue por cada fase ao protótipo. (a) (b) Figure 6.15: Correntes de fase e corrente de baterias:(a)ibat=3 A;(b)ibat=3,5 A Devido a este equilíbrio, na figura 6.16, apresenta-se apenas a corrente das baterias e a corrente e tensão na fase A. Com uma corrente de referência das baterias de 0 A, a corrente que passa pela fase A é apenas aquela necessária para a regulação da tensão do barramento CC. Além disso, é possível conferir que a corrente e a tensão da fase A estão praticamente em fase uma com a outra. Este facto é importante porque, praticamente toda a potência absorvida pelo protótipo é potência ativa. Capítulo 6. Validação Experimental do Protótipo Desenvolvido 83 Figure 6.16: Corrente de baterias e corrente e tensão da fase A. 6.4.3 Extração de energia dos painéis fotovoltaicos e injeção na rede Outro dos modos de funcionamento deste protótipo é a extração de energia dos painéis solares fotovoltaicos e injetando-a na rede. Esta energia é extraída da fonte de energia renovável pelo conversor CC-CC a funcionar no modo boost, fazendo a ligação ao conversor CA-CC por intermédio do barramento CC. Para análise e validação deste modo de funcionamento, os painéis foram substituídos por uma fonte de tensão de 30 V e um valor máximo de corrente de 5 A. Esta fonte facilita o teste dos modos de funcionamento uma vez que é mais fácil o controlo dos seus valores de tensão e corrente do que nos painéis que estão sempre dependentes do sol. Figure 6.17: Fluxo de energia dentro do protótipo desde os painéis fotovoltaicos até à rede. Capítulo 6. Validação Experimental do Protótipo Desenvolvido 84 A figura 6.17 mostra o fluxo de energia dentro do protótipo desde que é extraída dos painéis fotovoltaicos até ao momento que é injetada na rede. Observando este fluxo de energia é fácil diferenciar as várias fases percorridas. Em primeiro lugar está a passagem pelo conversor CC-CC, desde a extração até ao barramento CC. Com a injeção desta energia no barramento a tensão deste vai subir um pouco, fazendo com que a corrente necessária de rede para manter a tensão no barramento CC seja menor. Isto acontece até que a potência dos painéis ultrapassa a potência necessária para o regulamento do barramento CC. A partir daqui a começa a injeção da energia na rede. O primeiro passo para a validação do bom funcionamento do protótipo foi o teste do controlo da corrente a ser extraída dos painéis fotovoltaicos. Tal como foi feito anteriormente, alterou-se manualmente a referência, através da comunicação pela porta série. Verificou-se que, à medida que se aumenta a corrente extraída dos painéis solares, há um pequeno aumento na tensão do barramento CC, devido ao aumento momentâneo da potência injetada neste. O contrário acontece quando se baixa a referência da corrente extraída dos painéis. No entanto, este efeito é quase imediatamente anulado pela função de regulação do barramento. Isto faz-se diminuindo a corrente da rede quando se aumenta a potência extraída dos painéis e um aumento da corrente da rede quando é diminuída a potência do lado dos painéis. Devido a serem momentâneos e de baixo valor, estes picos no barramento CC não são considerados prejudiciais para o funcionamento do protótipo. De seguida, de modo a diminuir estes efeitos no barramento CC, implementou-se uma rampa de referência que a corrente extraída dos painéis deve seguir. Esta rampa foi implementada com um declive de cerca de 0,5 A por segundo até um valor máximo de 4 A. É possível verificar que houve um aumento de cerca de 5 V em ambos os lados do barramento CC, enquanto a corrente não chegava ao limite máximo definido. Este valor significa menos de 10% do valor de tensão de cada divisão do barramento que, no momento deste teste, era de 70 V em cada uma. Figure 6.18: Extração de energia dos painéis fotovoltaicos com rampa de referência. Capítulo 6. Validação Experimental do Protótipo Desenvolvido 85 Por último, analisaram-se as correntes de fase e a sua relação com a tensão. Na figura 6.20(a) é possível verificar algum desequilíbrio e deformação nas correntes de fase, principalmente na corrente da fase C. Isto deve-se maioritariamente ao facto de esta fase alimentar o rack de controlo. No entanto, à medida que a corrente extraída dos painéis aumenta, esta deformação e desequilíbrio é cada vez menos significativa até ao ponto que se torna praticamente irrelevante em termos de aumento de problemas de qualidade de energia elétrica da rede. (a) (b) Figure 6.19: Correntes de fase e corrente extraída dos painéis: (a)ipv=0 A; (b)ipv=3 A Como as correntes de todas as fases são iguais, utilizou-se apenas a fase A para analisar a relação entre a tensão e a corrente de cada fase. Figure 6.20: Corrente dos painéis fotovoltaicos e corrente e tensão da fase A para ipv=4 A Com uma corrente de referência dos painéis de 0 A, a corrente que passa pela fase A é apenas aquela necessária para a regulação do barramento CC, em fase com a tensão, mostrando assim que esta é Capítulo 6. Validação Experimental do Protótipo Desenvolvido 86 extraída da rede. A partir do momento em que se altera a referência da corrente das baterias para 4 A é possível ver o aumento significativo da corrente da fase A e o seu desfasamento com a tensão, comprovando, assim, o funcionamento do conversor CA-CC na injeção de potência na rede. Além disso, é possível verificar que no momento em que a corrente extraída dos painéis fotovoltaicos é de 4 A, a corrente da fase A está completamente em oposição de fase. Isto demonstra que toda a potência retirada dos painéis é ativa. Nos resultados observados é também possível observar que o valor da tensão do barramento CC se manteve constante independentemente da energia extraída dos painéis fotovoltaicos. 6.4.4 Extração dos painéis fotovoltaicos e carregamento das baterias O carregamento das baterias através da energia dos painéis fotovoltaicos é mais um dos modos de funcionamento definidos para este protótipo. Para a validação deste modo foram utilizadas novamente uma fonte de tensão de 30 V para substituir os painéis e uma resistência de 26 Ωpara substituir as baterias. Neste modo de funcionamento o conversor CC-CC do lado das baterias funciona como um step-down de modo a baixar a tensão do lado das baterias, tornando, assim, possível o seu carregamento. A figura 6.21 mostra o fluxo de energia neste modo de funcionamento. Figure 6.21: Fluxo de energia na extração de energia dos painéis e simultâneo carregamento das baterias. Pela análise do fluxo de energia é possível verificar que dependendo de a potência extraída dos painéis ser ou não maior que a potência a ser injetada nas baterias, tanto pode ser injetada energia na rede como extraída. Inicialmente, programou-se valor de referência de 0 A para a corrente extraída dos painéis e de 4 A para a corrente a ser injetada nas baterias. Capítulo 6. Validação Experimental do Protótipo Desenvolvido 87 Figure 6.22: Extração de energia dos painéis e carregamento das baterias e corrente e tensão na fase A, com ipv=0Aeibat= 4 A. Como seria de esperar, neste caso, é extraída energia da rede elétrica. Assim, é possível observar na figura 6.22 uma corrente na fase A, completamente em fase com a tensão. Teoricamente, quando a corrente nas baterias e a corrente nos painéis são iguais, não deveria haver corrente extraída da rede, uma vez que toda a potência produzida na fonte de energia renovável seria injetada nas baterias. No entanto, isto não se verifica na prática, devido a perdas nas comutações dos IGBT, à necessidade de alguma potência para a regulação do barramento CC e ainda devido à diferença da potência dos dois lados. O próximo passo foi o teste do mesmo modo de funcionamento, com uma referência de corrente de 0 A para as baterias e uma referência de 4 A para os painéis fotovoltaicos. Neste caso, a diferença entre a energia extraída dos painéis e a energia injetada na bateria é grande o suficiente para não ser necessária corrente extraída da rede. Assim, a energia extraída dos painéis que não é injetada nas baterias chega para manter a regulação da tensão do barramento CC e o excesso ainda é injetada na rede. Este facto verifica-se pela figura 6.23, onde a corrente da fase A está em completa oposição de fase com a tensão. Além disso, tanto nesta figura como na figura 6.22, pode-se ver que a tensão do barramento CC se mantém próxima do valor de referência que é de 70 V em cada divisão. Capítulo 6. Validação Experimental do Protótipo Desenvolvido 88 Figure 6.23: Extração de energia dos painéis com referência de 4 A, carregamento das baterias com referência de 0 A e corrente e tensão na fase A. 6.4.5 Conclusões Neste capítulo foram validados as funcionalidades exclusivas do conversor CA-CC e também os modos de funcionamento deste, quando inserido no protótipo final. Em primeiro lugar testou-se a PLL do sistema. Esta é uma funcionalidade importante, uma vez que garante que o protótipo desenvolvido funciona em sincronismo com a rede. Validou-se a seguir o carregamento e a regulação da tensão do barramento CC, que permite a sintetização de qualquer corrente que flua no sistema. Fizeram-se várias validações às várias etapas desde o início do carregamento até à regulação em regime permanente (feita por um controlo PI), passando pela pré-carga e variando o valor em regime permanente. Após a realização destes testes, ligou-se o conversor CA-CC ao conversor CC-CC através do barramento CC e fez-se a validação do protótipo completo. Em primeiro lugar testou-se extração de energia da rede para carregamento das baterias, extração dos painéis solares com injeção na rede e extração dos painéis, mas com carregamento das baterias, injetando ou extraindo da rede conforme necessário. Na prática, o conversor CA-CC funciona como uma interface entre a rede e o conversor CC-CC fornecendo a energia necessária para o barramento e para os processos a efetuar e extraindo a energia do protótipo, quando necessário. 7. Conclusão 7.1 Conclusão Nesta dissertação foi abordado o desenvolvimento de um conversor CA-CC trifásico para interface entre painéis solares fotovoltaicos, sistemas de armazenamento de energia e a rede elétrica. Assim, este trabalho teve como principal objetivo o desenvolvimento de um conversor que permitisse tanto a injeção como a extração de energia elétrica da rede, com correntes sinusoidais sem distorção harmónica. Ao longo deste documento apresentaram-se as várias etapas do desenvolvimento deste conversor. Em primeiro lugar, foi abordado o estado da arte relativamente a conversores CA-CC. Assim, foram apresentadas as topologias mais utilizadas e as suas vantagens e desvantagens. Tendo em conta os objetivos que o conversor tem que cumprir, os conversores unidirecionais foram postos de parte. Seguiu-se então para os conversores bidirecionais. Para estes conversores é importante fazer a distinção entre os que são do tipo como fonte de tensão (VSI) e os que são do tipo como fonte de corrente (CSI). Para esta dissertação foram escolhidos as topologias VSI. Foram apresentadas topologias monofásicas que podem ser transformadas em trifásicas se aplicado um conversor monofásico em cada fase, como a topologia half-bridge e a full-bridge . Além destas, foram apresentadas topologias monofásicas como o conversor interleaved e como os conversores multinível, que permitem mais níveis de tensão para melhor qualidade de sintetização das correntes, mas com custos adicionais na construção. Por último, foram apresentadas também as topologias trifásicas, sendo algumas derivadas de topologias monofásicas. Foram comparadas as caraterísticas de cada uma delas, de modo a conseguir perceber qual é a que tem melhor relação entre a qualidade de sintetização das correntes e os custos da sua construção. No final deste capítulo concluiu-se que seria usada a topologia trifásica bidirecional de três braços e quatro fios com o barramento CC dividido em duas partes. No capítulo seguinte, apresentam-se as técnicas de controlo de corrente. As técnicas de controlo de corrente não lineares de comutação com frequência variável, como o comparador por histerese e a técnica de periodic sampling são simples e robustas, no entanto, apresentam um ripple elevado nas correntes sintetizadas e podem trazer outros problemas devido aos limites de frequência de comutação dos semicondutores. Decidiu-se então pelas técnicas lineares. Foram apresentadas a técnica de controlo preditivo, 89 Capítulo 7. Conclusão 90 o controlo PI e o feedforward que são um pouco mais complexas que as anteriores e requerem maior tempo de processamento quando são implementados digitalmente. Apesar disto, apresentam desempenhos muito superiores e apresentam frequências de comutação fixas. Numa comparação entre estes, foi escolhido o controlo preditivo porque não é necessário ajustar ganhos, garantindo uma resposta mais adequada ao sistema. Além disto, no terceiro capítulo foram apresentadas também duas técnicas de modulação SPWM, a unipolar e a bipolar. a última permite obter mais um nível de tensão e a frequência do sinal de saída ser duas vezes superior à frequência de comutação. Uma vez concluídas as escolhas de topologias de conversores e técnicas de controlo de corrente, foram apresentadas no quarto capítulo as simulações realizadas na ferramenta PSIM. Primeiro, foi descrito o modelo de simulação utilizado para validação do funcionamento do conversor CA-CC, dividindo este em duas partes: o andar de controlo e o andar de potência. O andar de controlo foi implementado recorrendo a blocos de processamento, denominados na ferramenta como C Blocks , onde, recorrendo a linguagem C, foram programados a técnica de controlo preditivo de corrente, a PLL e a modulação SPWM recorrendo a lógica implementada com comparadores e uma onda portadora triangular. Juntando este andar de controlo com o andar de potência, foi possível validar por simulação as funções do conversor CA-CC desde o sincronismo com a rede elétrica, conseguido pela PLL, até ao carregamento e regulação do barramento CC. Com estas funções validadas, o conversor CA-CC foi integrado com o conversor CCCC que faz a interface com as baterias e os painéis fotovoltaicos, simulando depois todos os modos de funcionamento do sistema. No quinto capítulo, descreve-se toda a implementação prática e as escolhas de hardware tanto de potência como de controlo. Relativamente ao hardware de controlo, foi apresentado o DSP da Texas Instruments utilizado como controlador do sistema, as PCBs e as funções que as tornam necessárias para o controlo e ainda os sensores de tensão e corrente utilizados. Além disto foi explicada a montagem da rack de controlo. Foi também descrito o hardware de potência a utilizar, como os IGBT da Semikron, as bobinas de acoplamento, que são de núcleo partilhado com dois enrolamentos e os condensadores da EPCOS utilizados para a construção do barramento CC. Por último foi mostrada a comparação do planeamento para a montagem do protótipo feito na ferramenta de desenho Visio com o resultado obtido depois da implementação prática. Por fim, no quinto capítulo, são apresentados os resultados experimentais obtidos pela análise do conversor CA-CC e do protótipo montado. Assim foram validadas as mesmas funções que se validou em ambiente de simulação no quarto capítulo, desde a validação da PLL até ao teste dos modos de funcionamento do protótipo. Para registar os resultados foi usado um osciloscópio digital da Yokogawa. Todos os modos de funcionamento foram validados com sucesso e foi possível observar tanto a injeção como a extração de energia da rede elétrica com corrente sinusoidal, sem distorção harmónica excessiva e apenas com potência ativa. Para concluir, tendo em conta os resultados retirados da validação prática, é possível afirmar que os