Métodos para la reducción del tamaño en acopladores de alta frecuencia

1 Métodos para la reducción del tamaño en acopladores de alta frecuencia Trabajo Fin de Grado Grado en Ingeniería de las Tecnologías de Telecomunicación Métodos para la reducción del tamaño en acopladores de alta frecuencia Autor: Javier Maraver Jiménez Tutor: Luis Javier Reina Tosina Dpto. de Teoría de la Señal y Comunicaciones Escuela Técnica Superior de Ingeniería Universidad de Sevilla Sevilla, 2018 iii Trabajo Fin de Grado Grado en Ingeniería de las Tecnologías de la Telecomunicación Métodos para la reducción del tamaño en acopladores de alta frecuencia Autor: Javier Maraver Jiménez Tutor: Luis Javier Reina Tosina Profesor Titular de Universidad Dpto. de Teoría de la Señal y Comunicaciones Escuela Técnica Superior de Ingeniería Universidad de Sevilla Sevilla, 2018 v Trabajo Fin de Grado: Métodos para la reducción del tamaño en acopladores de alta frecuencia Autor: Javier Maraver Jiménez Tutor: Luis Javier Reina Tosina El tribunal nombrado para juzgar el Proyecto arriba indicado, compuesto por los siguientes miembros: Presidente: Vocales: Secretario: Acuerdan otorgarle la calificación de: Sevilla, 2018 El Secretario del Tribunal vii A mi familia A mis maestros ix Agradecimientos En primer lugar, quiero agradecer el apoyo que me ha brindado mi familia a lo largo de toda esta etapa, ya que siempre me han ayudado sin dudar, sobre todo en los malos momentos. Dar las gracias también a mis amigos y compañeros de clase por hacer más divertido y entretenido mi paso por la Escuela Técnica Superior de Ingeniería. También quiero mencionar a todos los profesores que he tenido durante mi paso por la universidad ya que gracias a ellos he podido recibir la formación necesaria para llegar a ser ingeniero técnico de telecomunicación. Por supuesto, mencionar a mi tutor, Luis Javier Reina Tosina, por el apoyo que me ha brindado siempre y por los conocimientos que me ha transmitido durante estos meses en los que he realizado este proyecto con él. Javier Maraver Jiménez Sevilla, 2018 xvii ÍNDICE DE FIGURAS Figura 1-1: Acoplador Direccional 1 Figura 2-1: Acoplador branch line ideal 4 Figura 2-2: Acoplador de cinco ramas implementado con tecnología de guía de onda 4 Figura 2-3: Acoplador de n ramas con tecnología de guía de ondas 4 Figura 2-4: Estructura general de una línea microstrip 6 Figura 2-5: Entorno de trabajo en ADS 9 Figura 2-6: Ejemplo de una simulación de parámetros S 10 Figura 2-7: Circuito equivalente de una línea de transmisión con discontinuidades 12 Figura 2-8: Línea de transmisión equivalente λ /4 propuesta 12 Figura 2-9: Circuito equivalente con línea de transmisión dual equivalente a una línea de transmisión de longitud λ/4 13 Figura 2-10: Esquemático de un acoplador branch line híbrido convencional de 180º 14 Figura 2-11: Acoplador branch line de 180º usando un acoplador interdigitado 15 a Esquemático b Diseño detallado Figura 2-12: Red equivalente C-L-C en π a una línea de transmisión 15 Figura 2-13: Bobina en espiral doblemente enrollada con parches capacitivos en “derivación” 16 Figura 2-14: Acoplador branch line de cuatro ramas con elementos de parámetros distribuidos 17 y concentrados Figura 2-15: Estructura equivalente en forma de T de una línea de transmisión de longitud λ/4 17 Figura 2-16: Diferentes topologías usando área libre del interior de un acoplador para reducir su tamaño 18 (a) Solapamiento que limita la reducción de tamaño (b) Moviendo la estructura hacia el exterior (c) Usando la aproximación de elementos de parámetros cuasi-concentrados (d) Moviendo los stubs hasta cerca del final de las líneas en la forma T no simétrica y usando la aproximación de elementos de parámetros cuasi concentrados. Figura 2-17: Línea de transmisión en paralelo con dos capacidades 19 Figura 2-18: Línea de transmisión en serie con dos inductancias 20 Figura 2-19: Equivalencia entre inductancia en serie y línea de transmisión en serie 21 Figura 2-20: Inductancia serie equivalente de un segmento de línea de transmisión microstrip de 110 Ω de impedancia característica, frente a la longitud de la línea en mm 22 Figura 3-1: Esquemático modelo inicial 23 Figura 3-2: Simulación modelo inicial 24 Figura 3-3: Esquemático de un acoplador branch line de tres secciones con bobinas en serie 25 Figura 3-4: Simulación de un acoplador branch line de tres secciones con bobinas en serie 25 Figura 3-5: Esquemático de un acoplador branch line de tres secciones con bobinas en serie y componentes MLIN sobre un sustrato de teflón 26 Figura 3-6: Esquemático de un acoplador branch line de tres secciones con bobinas en serie y curva en meandro en las líneas de transmisión microstrip centrales 26 Figura 3-7: Esquemático de un acoplador branch line de tres secciones con condensadores en paralelo 28 Figura 3-8: Simulación de un acoplador branch line de tres secciones con condensadores en paralelo 28 Figura 3-9: Esquemático del modelo compuesto únicamente por líneas de transmisión 29 Figura 3-10: Simulación del modelo compuesto únicamente por líneas de transmisión 30 Figura 4-1: Esquemático de un acoplador branch line de 3 secciones con inductancias en serie y curva en meandro en las líneas de transmisión centrales y componentes MSOBND 32 Figura 4-2: Simulación de un acoplador branch line de tres secciones con bobinas en serie y 32 curva en meandro en las líneas de transmisión centrales y componentes MSOBND Figura 4-3: Comparación de bobina ideal con inductancia L = 5.65 nH y bobina comercial 33 Figura 4-4: Comparación de bobina ideal con inductancia L = 17.5 nH y bobina comercial 33 Figura 4-5: Esquemático acoplador branch line de tres secciones con bobinas comerciales 34 Figura 4-6: Layout modelo final 35 Figura 4-7: Layout con puertos internos en lugar de bobinas comerciales 36 Figura 4-8: Esquemático modelo final 37 Figura 4-9: Co-simulación electromagnética del modelo final 37 xix 1 1 INTRODUCCIÓN n este primer capítulo se introducen los motivos que han impulsado la realización del estudio realizado en este trabajo fin de grado (TFG). Por otra parte, se explican los objetivos que se han considerado necesarios alcanzar para que el estudio pueda ser considerado un éxito. Como último apartado, se puede realizar una descripción de la estructura que sigue este documento. 1.1 Motivación Un acoplador se define como una red de cuatro puertos recíproca que realiza una función de división de potencia entre un puerto de entrada y dos puertos de salida. El cuarto puerto se termina en una carga adaptada, quedando aislado de la entrada. En la Figura 1-1 se muestra la estructura típica de un acoplador direccional convencional. El cuarto puerto es necesario, ya que una red de tres puertos no puede ser recíproca, adaptada en los tres puertos y sin pérdidas a la vez [1], por lo que es necesario disponer de un cuarto puerto. Los puertos del acoplador se suelen designar como puerto de entrada (input), salida principal (thru), puerto acoplado (coupled) y puerto aislado (isolated). Cuando el acoplamiento toma un valor de 3 dB, el acoplador se denomina híbrido. En la actualidad, los acopladores híbridos constituyen una arquitectura ampliamente utilizada en multitud de subsistemas, tales como moduladores de cuadratura, mezcladores de rechazo de imagen, amplificadores balanceados, redes de alimentación de antenas, combinadores y divisores de potencia. Sin embargo, debido a que las tecnologías avanzan a una velocidad muy elevada, constantemente se presentan innovaciones en las tecnologías actuales y se exigen mejores resultados. En el caso de los acopladores convencionales, una de las limitaciones es su tamaño, sobre todo a bajas frecuencias, ya que sus dimensiones están relacionadas con la longitud de las líneas de transmisión que los componen, que suelen ser del orden de un cuarto de longitud de onda. Para poder tener una respuesta de banda ancha, normalmente se consideran múltiples secciones de cuarto de onda conectadas en cascada. En aplicaciones de UHF o en las bandas L y S de microondas, por ejemplo, el tamaño convencional de un acoplador típico no cumple con las condiciones que se imponen en la actualidad, por lo que es necesario conseguir un componente que realice la misma función, pero con un tamaño menor. Para conseguir esta reducción de tamaño existen diversas técnicas, logrando a su vez un funcionamiento aceptable. Esta necesidad sirve de motivación para realizar un estudio de una de estas técnicas y diseñar un acoplador branch line de tres secciones cuyo tamaño sea reducido y cumpla con las exigencias que existen hoy día para las tecnologías de alta frecuencia. El método que se detalla en este TFG está basado en la siguiente equivalencia: una línea de transmisión con una impedancia característica y una longitud eléctrica dadas se puede sustituir por otra línea de transmisión cuya longitud eléctrica e impedancia característica son diferentes, pero de menor tamaño, en serie con dos inductancias. Figura 1-1: Acoplador Direccional [2]. E Introducción 2 1.2 Objetivos El objetivo de este trabajo de fin de grado es el diseño y simulación de un circuito equivalente al de un acoplador branch line de tres secciones con unas dimensiones sensiblemente menores. Para ello se reemplazan las líneas de transmisión horizontales (ya que la longitud total es la que dota al acoplador de unas dimensiones demasiado grandes) y las líneas de transmisión verticales de los extremos (ya que existe una limitación respecto a la impedancia característica de la línea de transmisión a la hora de implementarla en tecnología microstrip) por un conjunto compuesto por una línea de transmisión de menor longitud y dos inductancias en serie. El acoplador branch line diseñado está destinado a operar en un rango de frecuencias comprendido entre 800 MHz y 1.2 GHz, de manera que, tras realizar la simulación correspondiente, el circuito diseñado deberá cumplir los requisitos que se especifican a continuación: • El tamaño del circuito diseñado debe ser significativamente menor que el del circuito original del acoplador branch line de tres secciones. • Las líneas de transmisión que forman parte del circuito no pueden presentar una impedancia característica que supere los 110 Ω, ya que, al emplear valores superiores a este valor en tecnología microstrip no se obtienen buenos resultados. • Respecto a los parámetros S, los parámetros 𝑆21 y 𝑆31deben tener valores muy cercanos a -3 dB en la banda de interés y, respecto a los parámetros 𝑆11y 𝑆41, se deben obtener valores que garanticen una buena adaptación y aislamiento, respectivamente, en dicha banda. Este valor se ha fijado en -15 dB. Una vez se consiguen estos resultados, se procede con el diseño del layout del circuito completo para su implementación en tecnología microstrip. 1.3 Estructura La estructura de este TFG se apoya en cuatro capítulos principales. La memoria se acaba de iniciar con un breve capítulo que ofrece información sobre el funcionamiento básico de un acoplador direccional y las limitaciones existentes en la actualidad, a modo de introducción. También se describen de los motivos que han impulsado a llevar a cabo este estudio y los objetivos impuestos para poder considerarlo un éxito. En segundo lugar, se encuentra el capítulo más extenso de todos, destinado a facilitar información más detallada sobre los acopladores branch line. También se describe en este capítulo el software utilizado para realizar la simulación y el diseño del acoplador, y se realiza una revisión del estado del arte en cuanto a las técnicas existentes para conseguir la reducción de tamaño impuesta como objetivo. El siguiente capítulo se dedica al diseño, y en él se detallan los pasos realizados hasta alcanzar el modelo final. Asimismo, se presentan otras técnicas alternativas que se han evaluado para conseguir el mismo objetivo y los motivos por los que se han descartado. El último capítulo está dedicado a presentar los resultados que se obtienen al realizar las simulaciones sobre el circuito final. Sobre este último modelo se han realizado simulaciones a nivel de esquemático y layout. 3 2 MATERIAL Y MÉTODO lo largo de este capítulo se describe el funcionamiento de un acoplador branch line multisección. También se ofrece información detallada sobre la tecnología microstrip empleada en el diseño y simulación, que, por otra parte, se ha llevado a cabo con el software Advanced Design System (ADS) del que también se puede encontrar información. Por último, se presenta una revisión del estado del arte de las técnicas empleadas para conseguir el objetivo de reducir el tamaño del acoplador y se explican con detalle los pasos realizados en el método que se propone para conseguir dicho objetivo. 2.1 Introducción Un acoplador direccional es un subsistema pasivo de radiofrecuencia con cuatro puertos, denominados puerto de entrada, puerto de salida (principal o rama directa), puerto acoplado y puerto aislado [3]. La señal se inyecta por el puerto de entrada y es extraída por el puerto de salida; por el puerto acoplado se obtiene una muestra de la señal de entrada, generalmente con un nivel bastante más bajo que la salida principal, y, por último, el puerto restante dispone de una carga adaptada, quedando aislado de la entrada, por lo que, funcionalmente, el acoplador se ve como una red de tres puertos, aunque reúne simultáneamente las condiciones de reciprocidad, bajas pérdidas y adaptación que puede tener una red de cuatro puertos. La función básica del acoplador direccional consiste en obtener permanentemente una muestra de la señal entrante, pero con menor potencia. El acoplamiento es el valor encargado de relacionar la potencia del puerto acoplado con la potencia de la señal de entrada. Un uso típico de un acoplador direccional es, por ejemplo, monitorizar la señal que un transmisor está enviando a una antena, sin tener que interrumpir la conexión entre el transmisor y la red de alimentación de la antena. Por otro lado, también es común su uso como un elemento para realizar medidas indirectas de grandes potencias, a través del puerto acoplado. Un acoplador híbrido es un acoplador direccional que realiza un reparto equitativo de la potencia entre su rama directa y acoplada. Debido al reparto de potencia que hace, las pérdidas de inserción hacia el puerto de salida y acoplado toman un valor de 3 dB. Los acopladores híbridos simétricos presentan una diferencia de fase de 90º entre las salidas principal y acopladas. Una de las arquitecturas más populares de acoplador híbrido simétrico es el llamado acoplador branch line, que está compuesto por cuatro líneas de transmisión de longitud λ/4. Las líneas de transmisión verticales presentan una impedancia característica 𝑍01 y las ramas horizontales una impedancia característica 𝑍02 como se puede observar en la figura 2-1. Este tipo de acopladores se suele implementar empleando tecnología microstrip. Tal y como se comenta en [1], la función principal del acoplador branch line es dividir la potencia entrante por el puerto “1” entre los puertos “2” y “3”, con un desfase de 90º entre estas salidas. El puerto “4” está aislado, por lo que no hay potencia acoplada. La adaptación se consigue tomando 𝑍01=𝑍0 y 𝑍02= 𝑍0√2 ⁄, siendo 𝑍0=50 Ω la impedancia de referencia. La matriz de dispersión de este acoplador presenta la siguiente forma a la frecuencia nominal de operación: [𝑆]=−1 √2[0𝑗 1 0 𝑗100 0 1 0 0 𝑗 1 𝑗 0] Cabe destacar el hecho de que el acoplador branch line híbrido tiene un alto grado de simetría, de forma que cualquier puerto puede emplearse como puerto de entrada. Los puertos de salida estarán siempre en el lado opuesto al puerto de entrada, y el puerto aislado estará en el mismo lado del puerto de entrada. Esta simetría queda reflejada en la matriz de dispersión, en la que cada fila puede ser obtenida como la transposición de la primera fila. A Material y Método 4 Figura 2-1: Acoplador branch line ideal [4]. El acoplador de la figura 2-1 tiene una respuesta de banda estrecha, si bien es posible encadenar varias secciones para tener un funcionamiento en banda ancha. En [5] se realiza un estudio del comportamiento de un acoplador de varias ramas implementado en tecnología de guía de onda. Dichos acopladores trabajan bastante bien en el rango de acoplamientos comprendido entre 0 y 15 dB. En dicho artículo, se toma como modelo un acoplador de cinco ramas con el mismo ancho que la línea principal y alturas diferentes: las tres ramas centrales tienen una altura de valor “c” y las ramas de los extremos tienen una altura “a”, estando dichos valores normalizados respecto a la altura de la línea principal. En la figura 2-2 se muestra que el espacio entre las líneas centrales es idéntico y la longitud de estas las líneas también es la misma. Figura 2-2: Acoplador de cinco ramas implementado con tecnología de guía de onda [5]. Para el análisis de esta red, se aplica una señal de amplitud unitaria a través de “1” y, para determinar las amplitudes en los demás puertos, se aplica el concepto de modo par e impar (según se detalla en el artículo). A partir de este análisis, se obtienen las amplitudes transmitidas y reflejadas para los modos par e impar. Si estas amplitudes se suman adecuadamente, se obtiene como resultado una onda de amplitud 1 en el puerto “1” y de amplitud 0 en el puerto “4”. La amplitud en el puerto de salida “2” es la suma de las amplitudes transmitidas para los modos par e impar y, la amplitud en el puerto “3” la diferencia. La amplitud en los puertos “1” y “4” son la suma y la diferencia de las amplitudes reflejadas respectivamente. De esta forma, el análisis del acoplador de la figura 2-2 puede ser reducido al análisis de dos redes de dos puertos. Aplicando los modos par e impar a estas dos redes se puede hallar la matriz de transmisión ABCD, y a través de ellas las amplitudes reflejadas y transmitidas. En el mismo artículo se realiza un estudio sobre la respuesta frecuencial para el caso general de un acoplador de n ramas, mostrado en la figura 2-3. Estas ramas están equiespaciadas una distancia L, todas las ramas presentan una impedancia “c”, a excepción de las de los extremos, cuya impedancia es “a”. El acoplador está considerado como una cascada de ramas en serie, cada una con una longitud “P”. Figura 2-3: Acoplador de n ramas con tecnología de guía de ondas [5]. Sobre este modelo se proponen varios análisis eligiendo diferentes parámetros. De ellos, el más interesante es 5 Método para la reducción del tamaño en acopladores de alta frecuencia Método para la reducción del tamaño en acopladores de alta frecuencia el que corresponde al acoplador de 3 dB y cuatro ramas, y que se ha tomado como referencia para este TFG, al que nos referiremos como acoplador branch line de tres secciones, aunque el citado artículo se centra en otra tecnología diferente a la que se propone utilizar aquí, como es la tecnología de guía de onda. El estudio realizado en este artículo obtiene unos valores de 𝑎=0.2346 y 𝑐=0.5412. 2.2 Parámetros básicos Según se ha referido atrás, un acoplador direccional está definido por los parámetros básicos que caracterizan a cualquier tipo de sistema de radiofrecuencia además de unos parámetros específicos, que son: • Acoplamiento. • Frecuencia de trabajo. • Directividad. • Aislamiento. • Pérdidas de inserción y por retorno. Acoplamiento (C): es el parámetro que caracteriza al acoplador direccional y se define como la relación entre la potencia que se inyecta en el puerto de entrada (“1”) y la potencia que aparece en el puerto acoplado (“3”), cuando los puertos “2” y “4” se encuentran terminados con su impedancia de referencia. 𝐶(dB)=10log⁡(𝑃1 𝑃3) Aislamiento (I): este parámetro caracteriza la relación entre las potencias del puerto de entrada (“1”) y del puerto aislado (“4”), cuando se inyecta señal por “1” y se mantiene adaptado el puerto “3”. El aislamiento aporta una idea de la fracción de potencia entregada al puerto aislado. 𝐼(dB)=10log⁡(𝑃1 𝑃4) Directividad (D): determina la capacidad del acoplador para transferir potencia desde el puerto de entrada (𝑃1) hasta el puerto acoplado (𝑃3) y de rechazar la potencia procedente del puerto de salida (𝑃2) debido a las reflexiones. 𝐷(dB)=10log⁡(𝑃3 𝑃4) La directividad da una idea de la calidad del acoplador direccional (a igualdad de acoplamiento); cuanto mayor sea la directividad en valor absoluto, mejor se puede considerar el acoplador. La directividad también viene dada como la diferencia en dB entre los valores del aislamiento y el acoplamiento: 𝐷(dB)=𝐼(dB)−𝐶(dB) Pérdidas de inserción: son las pérdidas producidas en el camino entre el puerto de entrada y el puerto de salida y son exclusivamente producidas por el medio de transmisión que une los dos puertos. 𝐿(dB)=10log(𝑃1 𝑃2) Pérdidas por retorno: son las pérdidas que se producen en el puerto de entrada como consecuencia de las reflexiones. Un acoplador ideal debería tener infinitas pérdidas por retorno, directividad y aislamiento. 2.3. Tecnología microstrip La línea microstrip constituye una de las líneas de transmisión de tipo plano más populares, principalmente porque se puede fabricar mediante procesos fotolitográficos y se pueden integrar fácilmente otros Material y Método 12 Figura 2-7: Circuito equivalente de una línea de transmisión con discontinuidades [11]. Usando esta técnica se han realizado experimentos en los que el tamaño del acoplador se ha visto reducido hasta en un 60% de su tamaño original aportando unos resultados experimentales bastante aceptables para la frecuencia de 1 GHz. Partiendo de la aproximación de elementos concentrados se pueden encontrar otras técnicas que también se usan para para reducir el tamaño del circuito acoplador branch line, tal y como se propone en [12]. Figura 2-8: Línea de transmisión equivalente 𝜆 /4 propuesta [12]. En la figura 2-8, se muestra el conjunto de líneas de transmisión cuya disposición resulta equivalente a la línea de transmisión de 𝜆4 ⁄. Estudiando esta técnica se llegó a la conclusión de que, con la misma relación de reducción de tamaño, cuantos más stubs en circuito abierto hubiera, mayor ancho de banda se conseguiría. Igualmente, se demostró que el ancho de banda se veía reducido al aumentar la impedancia del stub en circuito abierto. Teniendo en cuenta todos estos aspectos, se observó que para obtener un acoplador branch line con un tamaño reducido y un gran ancho de banda sería necesario usar stubs en circuito abierto con baja impedancia. Aplicando este método, el ancho de banda se puede aumentar añadiendo más stubs en circuito abierto, como se dijo anteriormente, pero el número de stubs está limitado a tres o cuatro debido a la limitación impuesta por la impedancia. A la hora de obtener la línea de transmisión equivalente acortada se encuentran tres posibilidades: modelo en “T”, modelo en “π” y el modelo combinado de los dos anteriores. Cabe destacar que para cada modelo se usaron dos aproximaciones obteniendo resultados distintos con cada una de ellas: aproximación de baja impedancia y aproximación de alta impedancia. Para el modelo en “T” se consiguió una reducción de tamaño del 54.19% para la aproximación de baja 13 Método para la reducción del tamaño en acopladores de alta frecuencia Método para la reducción del tamaño en acopladores de alta frecuencia impedancia y una reducción del 76.59% para la aproximación de alta impedancia. En el caso del modelo en “π”, la reducción obtenida fue del 54.32% y del 57.69% para las aproximaciones de baja y alta impedancia, respectivamente. Por último, usando el modelo combinado se obtuvieron unas reducciones del 56.05% y 60.86% al aplicar las aproximaciones de baja y alta impedancia, respectivamente. Como conclusión, se puede ver fácilmente que, si buscamos reducir el tamaño del acoplador branch line lo máximo posible, la mejor opción es sustituir la línea de transmisión 𝜆4 ⁄ por el modelo en “T” aplicando la aproximación de alta impedancia. También es conveniente destacar que este experimento fue llevado a cabo para la frecuencia de 2.4 GHz y bajo condiciones ideales en las que no existen pérdidas. Para conseguir el ya citado objetivo de reducir el tamaño del acoplador branch line también se ha estudiado otra técnica como es la de sustituir las líneas de transmisión de longitud 𝜆4 ⁄⁡por dos líneas de transmisión acopladas, tal y cómo se explica en [13]. Este método, a diferencia del anterior, no emplea elementos de parámetro concentrado ya que sólo utiliza líneas de transmisión para conseguir la equivalencia deseada. En la Figura 2-9 se muestra cómo sería el circuito equivalente a la línea de transmisión del acoplador branch line. Se observa que simplemente se están utilizando dos líneas de transmisión acopladas, cada una de ellas con una impedancia característica y una longitud eléctrica diferente. Estudiando este modelo se puede ver que cuánto más corta es la línea de transmisión más alta es la impedancia característica, por lo que si se usan dos líneas de transmisión con una impedancia alta se puede reducir sin problemas el tamaño del circuito. Figura 2-9: Circuito equivalente con línea de transmisión dual equivalente a una línea de transmisión de longitud λ/4 [13]. En este caso, al aplicar la técnica con doble línea de transmisión en paralelo a la frecuencia de 2.4 GHz se consigue un circuito equivalente con un tamaño un 63.9% menor, obteniendo un ancho de banda un poco menor que el del circuito original. Otra opción para reducir el tamaño de las líneas de transmisión es la que se describe en [14]. La estrategia seguida en este caso se basa en usar otra disposición en el esquemático a la del acoplador convencional sustituyendo una línea de transmisión por un acoplador interdigitado. El tamaño de dicha línea de transmisión puede variar para ajustarse a las condiciones de tamaño y ancho de banda que se requieran. En este caso los autores pretendían reducir el tamaño de un acoplador branch line híbrido convencional de 180º, cuya estructura se puede observar en la Figura 2-10. Material y Método 14 Figura 2-10: Esquemático de un acoplador branch line híbrido convencional de 180º [14]. Los acopladores interdigitados están compuestos por cuatro tiras de longitud 𝜆4 ⁄⁡cortocircuitadas cuya disposición se puede observar en la figura 2-11b, entre los puertos P1 y P4 mostrados en la Figura 2-11a se introduce el acoplador interdigitado. El resultado de aplicar este método, según se detalla en [14], fue conseguir una reducción en el tamaño del acoplador de un 59.8% y un ancho de banda operativo del 62% entorno a la frecuencia central. Otra alternativa, es reducir el tamaño de una línea microstrip usando una red de elementos reactivos. Para llevar a cabo esta técnica se trabaja con un acoplador branch line de cuatro ramas (es decir, de tres secciones), tal y como se detalla en [15], el cual consigue un ancho de banda bastante alto, pero presenta la desventaja de que las impedancias de sus líneas de transmisión son muy altas, dificultando así su implementación. La idea básica de esta técnica es que una línea de transmisión con una impedancia característica Z y una longitud eléctrica θ determinadas, puede ser sustituida por una red equivalente C-L-C con sus elementos en forma de “π” (Figura 2-12). 15 Método para la reducción del tamaño en acopladores de alta frecuencia Método para la reducción del tamaño en acopladores de alta frecuencia Figura 2-11: Acoplador branch line de 180º usando un acoplador interdigitado [14]. a) Esquemático. b) Diseño detallado. Figura 2-12: Red equivalente C-L-C en π a una línea de transmisión [15]. Las desventajas que conllevan utilizar esta red de elementos de parámetros concentrados como equivalencia a la línea de transmisión, a pesar de obtener un ancho de banda mayor, son que el aislamiento y las pérdidas por retorno en torno a la frecuencia de resonancia se ven reducidos. Además, el hecho de no poder implementar el valor exacto de las capacidades y las inductancias hace que se produzca un desplazamiento considerable en la frecuencia de resonancia. Para resolver este problema, se plantea la posibilidad de realizar la función llevada a cabo por capacidades e inductancias usando líneas microstrip, ya que una línea microstrip ancha terminada con una alta impedancia es equivalente a una reactancia capacitiva en paralelo, y una línea microstrip delgada Material y Método 16 terminada con una baja impedancia es equivalente a una inductancia en serie. El problema que presenta este método es que el valor de las inductancias que pueden ser realizadas es limitado. La solución que se encontró fue la de emplear una disposición en espiral del modelo para obtener el comportamiento equivalente al de una bobina, pero a su vez, esto presenta otro problema, y es que el puerto de entrada de una bobina en espiral simplemente enrollada se enfrenta, o bien, con dos capas diferentes, o bien, requiere un paso bajo para poder estar en la misma capa que el puerto de salida. Para una técnica convencional de microstrip que involucra dos capas, los dos puertos de la bobina en espiral deben acabar en la misma capa sin que sea necesario ningún paso bajo. La solución fue usar una bobina en espiral doblemente enrollada entre dos parches microstrip, tal y como se muestra en la Figura 2-13. Figura 2-13: Bobina en espiral doblemente enrollada con parches capacitivos en “derivación” [15]. Usando esta técnica los autores reportaron unas pérdidas por retorno mejorando los 15 dB en la banda comprendida entre 608 MHz y 1.275GHz (74% del ancho de banda) y un aislamiento superando los 20 dB entre las frecuencias de 646 MHz y 1.261 GHz (68% del ancho de banda). Se puede llegar a la conclusión de que, si queremos mejorar el rendimiento del acoplador branch line de 4 ramas en cuanto a pérdidas por retorno y aislamiento, se puede optar por realizar el circuito equivalente con los parches capacitivos y las espirales inductivas doblemente enrolladas, tal y como se puede observar en la Figura 2-14, y que, si el objetivo es reducir el tamaño del circuito se debe realizar el circuito equivalente con la red CL-C en π. Estas consideraciones muestran una clara correspondencia con los métodos que se utilizarán en el presente TFG. 17 Método para la reducción del tamaño en acopladores de alta frecuencia Método para la reducción del tamaño en acopladores de alta frecuencia Figura 2-14: Acoplador branch line de cuatro ramas con elementos de parámetros distribuidos y concentrados [15]. La aproximación de elementos de parámetros cuasi-concentrados con estructuras en forma de “T”, como se puede ver en la Figura 2-15, tiene su lugar dentro del abanico de posibilidades existente para conseguir el objetivo de reducir el tamaño del acoplador. Se abren dos vías a la hora de usar esta aproximación: estructuras con forma simétrica y estructuras con forma asimétrica. En [16] se realiza un estudio de ambas. Figura 2-15: Estructura equivalente en forma de T de una línea de transmisión de longitud λ/4 [16]. Como se puede observar en la Figura 2-15 las tres líneas de transmisión que forman la estructura equivalente a una línea de transmisión de longitud 𝜆4 ⁄ está formada por tres líneas de transmisión en forma de “T”, cada una con una longitud eléctrica e impedancia característica diferentes. A la hora de realizar el modelo propuesto, la reducción de tamaño se consigue usando stubs terminados a circuito abierto, produciéndose un solapamiento entre stubs. Para resolver este problema, en [16] se estudian en detalle tres métodos: uno es mover la estructura en forma de “T” hacia el exterior del acoplador, obteniendo un ancho de banda mayor pero un diseño menos compacto; otro es el de mantener los stubs en el centro y reducir el tamaño otra vez con la aproximación de elementos de parámetros cuasi concentrados; y, por último, mover los stubs desde el centro de las líneas hasta cerca del final de las líneas reducidas. En la Figura 2-16 se pueden observar las diferentes topologías empleadas en estos métodos. Material y Método 18 Figura 2-16: Diferentes topologías usando el área libre del interior de un acoplador para reducir su tamaño [16]. a) Solapamiento que limita la reducción de tamaño. b) Moviendo la estructura hacia el exterior. c) Usando la aproximación de elementos de parámetros cuasi-concentrados. d) Moviendo los stubs hasta cerca del final de las líneas en la forma T no simétrica y usando la aproximación de elementos de parámetros cuasi concentrados. Si se sigue el estudio de dichas técnicas, los autores elevan la conclusión de que al usar la aproximación de elementos de parámetros cuasi-concentrados se consigue una reducción significativa del tamaño del circuito (71%) respecto al diseño convencional, mientras que, utilizando estructuras en forma de T simétricas, el área del circuito se ve reducida mucho menos, un 30%, pero se obtiene un ancho de banda un 25% mayor, siendo esta técnica la que mejores resultados ofrece. La propuesta que se ha seguido en este TFG ha consistido en considerar algunas de las equivalencias aplicadas en la literatura revisada. Concretamente, dada una línea de transmisión cuya longitud eléctrica es 𝜃 (𝜃=𝜋/2 en el caso particular del acoplador branch line que tomamos como modelo inicial) e impedancia característica 𝑍, se puede encontrar varios conjuntos de elementos cuyo comportamiento es equivalente. Una de las equivalencias es la formada por una línea de transmisión con una longitud eléctrica 𝜃𝑐 y una impedancia característica 𝑍𝑐 en paralelo con dos capacidades de valor 𝐶, conectadas cada una en uno de los extremos de la línea. Este circuito equivalente se muestra en la figura 2-17. Para hallar dicha equivalencia se igualan las matrices de transmisión ABCD de ambos circuitos con la idea de obtener dos ecuaciones que definan los valores de 𝑍𝑐 y C. La matriz ABCD de una línea de transmisión de longitud λ/4 tiene la siguiente forma a la frecuencia en que 𝜃=𝜋/2: (𝐴 𝐵 𝐶 𝐷)=(0𝑗𝑍 𝑗/𝑍 0) Y la matriz ABCD del circuito equivalente compuesto por una línea de transmisión en paralelo con dos capacidades conectadas en sus extremos: (𝐴 𝐵 𝐶 𝐷)=(1 0 𝑗𝜔𝐶 1)(cos⁡(𝜃𝑐) 𝑗𝑍sen(𝜃𝑐) 𝑗 𝑍sen(𝜃⁡𝑐)cos⁡(𝜃𝑐))(1 0 𝑗𝜔𝐶 1) Realizando la igualación anteriormente citada se obtienen las siguientes ecuaciones: 19 Método para la reducción del tamaño en acopladores de alta frecuencia Método para la reducción del tamaño en acopladores de alta frecuencia 𝑍𝑐=𝑍 sen(𝜃𝑐⁡) 𝐶=cot(𝜃𝑐) 2𝜋𝑓𝑍𝑐 siendo 𝑓 la frecuencia. Figura 2-17: Línea de transmisión en paralelo con dos capacidades. La primera relaciona la impedancia característica de la nueva línea de transmisión con la longitud eléctrica de la línea de transmisión y, a través de la segunda, se puede obtener el valor de las dos capacidades en paralelo con la nueva línea de transmisión. Hay varias conclusiones, que se obtienen al analizar ecuaciones, una de ellas es que la impedancia característica de la nueva línea de transmisión siempre será mayor que la de la línea de transmisión inicial, lo que puede imponer una limitación, ya que hemos fijado como máxima impedancia característica para cualquier línea de transmisión el valor de 110 Ω. Estas ecuaciones pueden ser usadas para aumentar o reducir la longitud de la línea de transmisión a costa de modificar la impedancia característica, o bien, se pueden emplear para cambiar el valor de la impedancia característica, lo que conlleva un cambio en la longitud. Cabe destacar que para una línea de transmisión existen varios conjuntos de capacidades en paralelo con la nueva línea de transmisión con diferentes valores que pueden realizar la función de la línea que se quiere sustituir. También se puede ver que el valor de la capacidad es inversamente proporcional a la impedancia característica de la línea de transmisión original, por lo que a mayor impedancia menor capacidad, esto, igual que ocurría con la ecuación anterior, limita el rango de valores válidos para conseguir el resultado deseado. En la figura 2-18 se presenta otro circuito como alternativa para conseguir la misma equivalencia, se trata de un conjunto formado por dos inductancias de valor 𝐿, conectadas en serie a los extremos de una línea de transmisión de longitud eléctrica 𝜃𝑐 e impedancia característica 𝑍𝑐,. Se procede igual que con la técnica anterior, igualando las matrices ABCD de ambos circuitos y teniendo en cuenta que la matriz ABCD del circuito equivalente es ahora diferente: (𝐴 𝐵 𝐶 𝐷)=(1 𝑗𝜔𝐿 0 1)(cos⁡(𝜃𝑐) 𝑗𝑍sen(𝜃𝑐) 𝑗 𝑍sen(𝜃𝑐)cos⁡(𝜃𝑐))(1 𝑗𝜔𝐿 0 1) Una vez que se tiene el nuevo modelo, se pretende establecer una relación entre las líneas de transmisión del modelo original y las del nuevo modelo a través de ecuaciones. De esta manera se pueden encontrar diversos valores de 𝐿, 𝜃𝑐⁡ y 𝑍𝑐, de forma que el nuevo modelo presente el mismo comportamiento que el circuito el modelo inicial. Las ecuaciones obtenidas son: 𝑍𝑐=𝑍sen(𝜃𝑐) 𝐿=cot⁡(𝜃𝑐)𝑍𝑐 2𝜋𝑓 Material y Método 20 Figura 2-18: Línea de transmisión en serie con dos inductancias. A raíz de estas dos ecuaciones se puede llegar a la conclusión de que 𝑍𝑐 siempre será menor que 𝑍, al ser sen(𝜃𝑐)<1, lo que significa que esta ecuación impone una limitación en⁡𝑍, ya que como se ha comentado anteriormente las impedancias características no deben presentar valores mayores a 110 Ω en este TFG debido a las limitaciones de la tecnología microstrip. Respecto a la segunda ecuación obtenida para este modelo, se observa que 𝐿 es proporcional a 𝑍𝑐 y cot⁡(𝜃𝑐), esto quiere decir que el valor de L está limitado por 𝑍𝑐 y cot⁡(𝜃𝑐). Igual que en el caso del modelo con capacidades en paralelo a la nueva línea de transmisión, se puede jugar con estas ecuaciones para conseguir diferentes valores de impedancia característica y longitud de la nueva línea, ya que estos parámetros están directamente relacionados Otra posibilidad sería la implementación de inductancias y capacidades, necesarias para la implementación de las técnicas anteriores, mediante líneas de transmisión. La principal ventaja que otorga esta sustitución es que, a priori, al ser líneas de transmisión el único componente utilizado, su coste de fabricación será menor, por lo que se abre una posibilidad que vale la pena estudiar. Para alcanzar esta equivalencia se realizó un estudio con el fin de obtener la relación existente entre la inductancia de una bobina en serie y la longitud de una línea de transmisión en tecnología microstrip, tal y como se muestra en la figura 2-19. Esta correspondencia se obtuvo analizando los parámetros de admitancia de un circuito simple compuesto únicamente por una inductancia en serie, de tal forma que: 𝑌11=𝑌22=1 𝑗𝜔𝐿 𝑌21=𝑌12=− 1 𝑗𝜔𝐿 Al despejar la inductancia de los parámetros de admitancia, se tiene: 𝐿=− 1 2𝜋𝑓·Im[𝑌11]=1 2𝜋𝑓·Im[𝑌21] 21 Método para la reducción del tamaño en acopladores de alta frecuencia Método para la reducción del tamaño en acopladores de alta frecuencia Figura 2-19: Equivalencia entre inductancia en serie y línea de transmisión en serie Por otra parte, una línea de transmisión de impedancia característica 𝑍𝑐 y longitud eléctrica⁡𝜃𝑐 admite una representación como circuito equivalente en “π” con los elementos que se muestran en la figura 2.12. Sus parámetros de admitancia se pueden expresar como sigue [1]: 𝑌11+𝑌12=𝑗1 𝑍𝑐tan𝜃𝑐 2 𝑌21=𝑌12=−𝑗 1 𝑍𝑐sin𝜃𝑐 Cuando la longitud de la línea de transmisión es corta, estas expresiones pueden aproximarse por: 𝑌11+𝑌12≈𝑗𝜃𝑐 2𝑍𝑐=𝑗𝐵2 𝑌21=𝑌12≈−𝑗 1 𝑍𝑐𝜃𝑐=−𝑗1𝑋 donde 𝐵 y 𝑋 representan una susceptancia capacitiva y reactancia inductiva, respectivamente. Si se admite que la impedancia característica toma un valor muy alto, entonces 𝑋≫𝐵, circunstancia que permite aproximar el circuito de la figura 2.12 por una inductancia serie, cuya reactancia sería: 𝑋=𝑍𝑐𝜃𝑐=2𝜋𝑓𝐿 Se trata, por tanto, de estimar la inductancia a partir de la simulación de los parámetros de admitancia de un segmento de línea de transmisión de alta impedancia característica. Así, para una línea microstrip de 110 Ω, en la curva que se puede apreciar en la figura 2-20 se representa el valor de la inductancia en el eje vertical, en Henrios, y la longitud de la línea de transmisión en milímetros se encuentra en el eje horizontal. Una vez obtenida la citada relación, únicamente había que buscar en la gráfica la inductancia de cada bobina del modelo anterior y escoger la longitud de la nueva línea de transmisión que va a sustituirla. No obstante, debe recordarse que esta correspondencia está basada en un modelo aproximado, por lo que, a mayor longitud de línea, peor será la aproximación. Diseño 28 Figura 3-8: Simulación de un acoplador branch line de tres secciones con condensadores en paralelo. 29 Método para la reducción del tamaño en acopladores de alta frecuencia Método para la reducción del tamaño en acopladores de alta frecuencia 3.3 Acoplador con líneas de transmisión exclusivamente Figura 3-9: Esquemático del modelo compuesto únicamente por líneas de transmisión. Tras realizar el estudio que se detalló en el apartado 2.6, mediante el cual se puede obtener una línea de transmisión con una determinada longitud equivalente a una inductancia, se abre una nueva vía muy interesante, se trata de un modelo en el que las inductancias son sustituidas por líneas de transmisión, de manera que este sería el único componente del circuito, aunque no todas de la misma longitud. Es una variante a tener en cuenta, ya que al no tener que usar inductancias, la implementación del modelo tiene un coste bastante menor. A través de gráficas equivalentes a la dispuesta en la figura 2-20 se hallaron los dos tipos de líneas de transmisión que realizaban el mismo funcionamiento que cada uno de los dos tipos de inductancias presentes en el modelo de la figura 3-6, el cual sirve como punto de partida para llevar a cabo el estudio de esta técnica. Dichas líneas de transmisión equivalentes presentan una longitud de 𝐿1=28.43⁡mm para las ramas verticales de los extremos y una longitud de 𝐿1=11.48⁡mm para las ramas horizontales. Se realizaron todas las sustituciones necesarias para obtener un modelo compuesto únicamente por líneas de transmisión, cuyo esquemático está representado en la figura 3-9. Al realizar la simulación en ADS del esquemático del modelo compuesto exclusivamente por líneas de transmisión se obtiene un modelo que presenta unas condiciones que no cumplen las condiciones deseadas en la totalidad de la banda de interés, tal y como se puede observar en la figura 3-10. En primer lugar, los parámetros 𝑆41 y 𝑆11 presentan comportamientos con ciertas diferencias, el parámetro 𝑆41 presenta un mejor pico de adaptación, de unos 10 dB menos, cercano a la frecuencia de 0.8 GHz mientras que en el pico de adaptación que existe cerca de 1.2 GHz la adaptación de 𝑆41 es unos 3 dB menor. También es reseñable que, entre 0.9 y 1.1 GHz, ambos parámetros tienen valores superiores a -15 dB, por lo que no acaba de respetar la condición que se ha establecido. En segundo lugar, el comportamiento de los parámetros 𝑆21 y 𝑆31 no es del todo satisfactorio ya que, ambos deberían presentar valores muy cercanos a los -3 dB para que el reparto de potencias entre los puertos P2 y P3 fuera equitativo. Es cierto que 𝑆31 está más cercano de respetar esta condición que 𝑆21, pudiendo su comportamiento ser considerado como aceptable incluso, pero se ha preferido seguir estudiando otro modelo en el que se puedan obtener mejores resultados, respetando de una mejor manera las condiciones deseadas en el diseño del acoplador branch line de tres secciones. Diseño 30 Figura 3-10: Simulación del modelo compuesto únicamente por líneas de transmisión. 31 Método para la reducción del tamaño en acopladores de alta frecuencia Método para la reducción del tamaño en acopladores de alta frecuencia 4 RESULTADOS n este capítulo se comenta el diseño del modelo final elegido para la simulación y se analizarán los resultados de las simulaciones realizadas sobre el modelo definitivo, tanto a nivel de esquemático, como de la co-simulación electromagnética que se ha realizado empleando simultáneamente el layout del circuito y el esquemático. También se comprobará el cumplimiento de las especificaciones impuestas. 4.1 Modelo final Tras realizar los cálculos oportunos se llegó a un modelo previo al modelo final en el que se fijaron los valores de las líneas de transmisión y de las inductancias que forman parte del circuito. Este modelo está compuesto por dos bobinas en serie con una línea de transmisión en cada rama de los extremos, estas bobinas ideales tienen una inductancia de valor L=17.5 nH. Por otra parte, las dos ramas horizontales están formadas por tres conjuntos iguales que están formados por dos bobinas ideales en serie con una línea de transmisión. Estos conjuntos de bobinas en serie y línea de transmisión no son iguales que los de las ramas verticales de los extremos, el valor de la inductancia de cada bobina de estas ramas es L=5.65 nH. El modelo final del acoplador branch line de tres secciones diseñado consiste en un circuito en el que las líneas de transmisión de las ramas centrales, al ser más largas que las ramas de los extremos, se han sustituido por un conjunto de líneas de transmisión que conforman una curva en meandro, siendo la suma de las longitudes de cada línea de transmisión que forma parte de esta curva en meandro igual a la longitud que tenía la línea de transmisión en cada rama central. Para ir más allá, se agregaron unos componentes MSOBND para que reducir el impacto de posibles reflexiones en el trazado de las curvas de los meandros, tal y como se puede observar en la figura 4-1. Al añadir estos componentes MSOBND, aparece una degradación en el comportamiento del circuito, tal y como se puede observar en la figura 4-2, ya que los parámetros 𝑆41 y 𝑆11 pasan de tener un pico de adaptación de casi -50 dB cercano a la frecuencia 1 GHz del modelo anterior (figura 3-5) a tener unos valores que rondan -40 dB, pero estos valores de adaptación siguen siendo válidos ya que se consideran una buena adaptación. Cabe destacar que en toda la banda comprendida entre los 0.8 y 1.2 GHz se respeta la condición de que los parámetros 𝑆11 y 𝑆41 estén por debajo de -15 dB, siendo una adaptación razonable y, por otro lado, también se cumple en toda esta banda, el hecho de que los parámetros 𝑆21 y 𝑆31 tienen unos valores muy cercanos a 3 dB, lo que significa que la potencia entrante se reparte a partes iguales por los puertos 2 y 3, cumpliendo así el objetivo por el que se planteó el diseño de este acoplador. E Resultados 32 Figura 4-1: Esquemático de un acoplador branch line de tres secciones con inductancias en serie y curva en meandro en las líneas de transmisión centrales y componentes MSOBND. Figura 4-2: Simulación de un acoplador branch line de tres secciones con bobinas en serie y curva en meandro en las líneas de transmisión centrales y componentes MSOBND. Tras comprobar el correcto funcionamiento del acoplador diseñado, existe la alternativa de seguir avanzando hacia un modelo más realista en el que las bobinas ideales pueden ser sustituidas por bobinas que realmente existen en el mercado. No es posible encontrar unas bobinas comerciales cuyos valores de inductancia sean exactamente iguales a los de las bobinas ideales, por lo tanto, se probaron diversas bobinas cuyos valores de inductancia son los más cercanos a los de las bobinas ideales y se escogieron los que aportaban mejores resultados. Se realizaron distintas simulaciones probando con bobinas existentes en la librería RF Passive SMT Library que ofrece ADS y, también, se ha probado con algunas bobinas del catálogo del fabricante AVX [18], que dispone de modelos en ADS para sus productos. Las bobinas pertenecientes a ambas librerías que presentaban parámetros similares a las ideales del diseño del modelo anterior fueron seleccionadas para realizar varias pruebas. Respecto al criterio para elegir qué bobinas serían mejores para sustituir a las bobinas 33 Método para la reducción del tamaño en acopladores de alta frecuencia Método para la reducción del tamaño en acopladores de alta frecuencia ideales, se realizaron simulaciones en un esquemático muy sencillo (compuesto por dos puertos y la propia bobina) y se ha comparado la respuesta frecuencial de los parámetros S, de manera que, las que presentaban una respuesta frecuencial más parecida a las de las bobinas ideales han sido elegidas como las mejores candidatas para ser sustitutas en este modelo más realista. Tras comparar los resultados obtenidos, se llegó a la conclusión de que la bobina comercial que presentaba una respuesta frecuencial más parecida a la bobina ideal de 𝐿=5.65⁡nH es una bobina cuya inductancia es 𝐿=5.6⁡nH, perteneciente al catálogo de AVX [18], la comparación de la respuesta frecuencial de dichas bobinas se puede observar en la figura 4-3. Respecto al parámetro de pérdidas por retorno 𝑆11 (correspondiente a la bobina ideal) y al 𝑆55 (referido a la bobina comercial) cabe destacar que presentan un comportamiento muy parecido, aunque el de la bobina comercial es unos 2 dB mayor. Si se comparan las pérdidas de inserción 𝑆12 y 𝑆56, se observa que la bobina comercial presenta un comportamiento frecuencial muy aproximado al de la bobina ideal dentro de la banda de interés de 0.8-1.2 GHz e incluso dentro de todo el rango de simulación establecido. Figura 4-3: Comparación de bobina ideal con inductancia L = 5.65 nH y bobina comercial. En el caso de la bobina ideal de 𝐿=17.5⁡nH, la bobina comercial que presenta una respuesta frecuencial más aproximada es una bobina perteneciente al catálogo de AVX [18], cuya inductancia es 𝐿=18⁡nH. La comparación de la respuesta frecuencial de dichas bobinas se puede observar en la figura 4-4. Respecto al parámetro de reflexión 𝑆11 (correspondiente a la bobina ideal) y al 𝑆33 (referido a la bobina comercial) se observa una muy buena correspondencia, pues en la banda simulada el comportamiento de ambos parámetros no difiere en más de 1 dB. Con respecto a los parámetros de transmisión 𝑆12 y 𝑆34, se observa que la bobina comercial presenta un comportamiento frecuencial aproximado al de la bobina ideal dentro de la banda de 0.81.2 GHz, aunque a partir de 1 GHz y a medida que va aumentando la frecuencia el comportamiento empieza a alejarse un poco del de la bobina ideal, pero se considera aceptable ya que en la banda de interés las diferencias son bastante pequeñas. Llegados a este punto, el esquemático de este modelo más realista sería el que se puede observar en la figura 4-5, y en él se han sustituido las inductancias ideales por las citadas bobinas comerciales elegidas. Figura 4-4: Comparación de bobina ideal con inductancia L = 17.5 nH y bobina comercial. Resultados 34 Figura 4-5: Esquemático acoplador branch line de tres secciones con bobinas comerciales. El siguiente paso a realizar es el de la generación del layout del diseño. Para obtener dicho layout, necesario para poder realizar la co-simulación electromagnética e implementación del acoplador, hay que realizar algunos ajustes en el modelo, ya que el simulador de Momentum está diseñado para la simulación de circuitos realizados con líneas de transmisión planares y en el modelo a simular también existen elementos de parámetros concentrados, como son las bobinas. Para realizar la co-simulación, se define en primer lugar un modelo que contenga todas las líneas de transmisión, para, posteriormente, agregar las bobinas modeladas por sus parámetros S. Al iniciar este procedimiento, primero, se genera en ADS una nueva ventana sobre la que se van añadiendo los componentes del circuito desde el esquemático obteniendo el layout de la figura 4-6, que incluye las bobinas comerciales con su encapsulado de montaje superficial (SMD). En esta ventana, es necesario que todos los componentes encajen perfectamente, ya que la simulación realizada es más realista. Como se ha comentado anteriormente, las bobinas no aparecen en el layout, ya que son elementos de parámetros concentrados, por lo que deben ser retiradas y ser sustituidas por puertos internos. Por último, se añadieron cuatro líneas de transmisión, una en cada puerto, y cada una de ellas con un ancho de 1.55 mm, de manera que, serían equivalentes a líneas de 50 Ω en el sustrato seleccionado, y que permiten dirigir la señal de los respectivos puertos del acoplador a sus conectores. Estas cuatro líneas de transmisión le otorgan al circuito un aspecto más cuadrado, de manera que el layout queda como el que se muestra en la figura 4-7. Una vez hecho esto, se carga el substrato del esquemático, se fija el rango de simulación y se guarda el componente, de esta manera se ha obtenido un componente de Momemtum que hay que añadir en el esquemático. Tras añadir este componente al esquemático sobre el que se va a realizar la co-simulación electromagnética, se añade cada bobina en su lugar correspondiente, encajándolas con los puertos internos definidos en el layout y ya estaría el esquemático confeccionado de manera correcta para realizar la co-simulación electromagnética, tal y como se muestra en la figura 4-8. 35 Método para la reducción del tamaño en acopladores de alta frecuencia Método para la reducción del tamaño en acopladores de alta frecuencia Figura 4-6: Layout modelo final. Una vez realizada la co-simulación electromagnética se obtienen los resultados que se muestran en la figura 49. Cabe destacar que, en la banda de interés comprendida entre 0.8 y 1.2 GHz, los parámetros 𝑆11 y 𝑆41 presentan una adaptación satisfactoria ya que sus valores están por debajo de los -15 dB en toda la banda, teniendo un pico de adaptación en inferior a los -30 dB incluso, exceptuando la parte final de ella, en la que el parámetro 𝑆41 presenta un aislamiento levemente por encima de los -15 dB. Respecto a los parámetros 𝑆21 y 𝑆31, se cumple el objetivo de que sus valores se encuentren en torno a -3 dB, presentando pequeñas variaciones. Resultados 36 Figura 4-7: Layout con puertos internos en lugar de bobinas comerciales. Con respecto a las dimensiones del acoplador branch line que se ha diseñado, se ha conseguido obtener un acoplador compuesto por tres tipos de líneas de transmisión, una de ellas es la que se usa en el eje horizontal, que tiene una longitud de 2.712 cm. En cuanto a las líneas que se han usado para las ramas verticales, diferenciamos dos tipos, las que se han utilizado en las ramas de los extremos, que tienen una longitud de 2.276 cm, y, las que se han utilizado en las ramas centrales, que realmente están descompuestas en siete líneas de transmisión que realizan una curva en meandro, de manera que la altura de las dos ramas centrales es igual que la altura de las dos ramas de los extremos, obteniendo así unas ramas centrales más largas (si se suma la longitud de cada una de las líneas de transmisión que conforman las ramas centrales), de 6.415 cm, pero con la misma altura, dando lugar a un circuito compensado. Las dimensiones de este modelo son de 14.12 x 8.856 cm, que, respecto al acoplador branch line de tres secciones estándar, cuyas dimensiones serían de 27.4124 x 13.9074 cm, para la frecuencia que se ha elegido en este proyecto, representa una reducción de tamaño del 67.2%, por lo que se puede considerar que la propuesta realizada con el objetivo de reducir las dimensiones de un acoplador branch line de tres secciones ha cubierto satisfactoriamente las especificaciones planteadas. 37 Método para la reducción del tamaño en acopladores de alta frecuencia Método para la reducción del tamaño en acopladores de alta frecuencia Figura 4-8: Esquemático modelo final. Figura 4-9: Co-simulación electromagnética del modelo final.