Advanced control strategies applied to power converters

博博博士士士学学学位位位论论论文文文 功率变换器的先进控制策略研究 ADVANCED CONTROL STRATEGIES APPLIED TO POWER CONVERTERS 罗罗罗文文文晟晟晟 哈哈哈尔尔尔滨滨滨工工工业业业大大大学学学 2019 年年年 9月月月 国内图书分类号：TP273 国际图书分类号：681.5 学校代码：10213 密级：公开 工工工学学学博博博士士士学学学位位位论论论文文文 功率变换器的先进控制策略研究 博士研究生：罗文晟 导师：吴立刚教授 副导师：刘健行副教授 联合导师：Leopoldo G. Franquelo教授 申请学位：工学博士 学科：控制科学与工程 所在单位：航天学院 答辩日期：2019 年9月 授予学位单位：哈尔滨工业大学 Classified Index: TP273 U.D.C: 681.5 Dissertation for the Doctoral Degree in Engineering ADVANCED CONTROL STRATEGIES APPLIED TO POWER CONVERTERS Candidate: Wensheng Luo Supervisor: Prof. Ligang Wu Associate Supervisor: Assoc. Prof. Jianxing Liu Co-Supervisor: Prof. Leopoldo G. Franquelo Academic Degree Applied for: Doctor of Engineering Specialty: Control Science and Engineering Affiliation: School of Astronautics Date of Defence: September, 2019 Degree-Conferring-Institution: Harbin Institute of Technology 摘要 摘要 基于可控开关的有源前端功率变换器是现代电力系统中不可或缺的重要装置， 它作为智能接口，连接公用电网、可再生能源（包括风力发电系统和光伏发电系 统）、电能存储系统、电机驱动装置，以及微电网。不仅如此，有源前端功率变换 器还可作为有源电能滤波器，抵消原来存在于公用电网中的谐波电流从而向用户 提供更为优质清洁的电能。有源前端功率变换器具备电能双向流动、保证高质量 电网电流、功率因数可调和直流链路电压方便调节等显著优点。它的主要控制任 务为调节直流链路电压至参考值，以及向电网/负载提供所需要的有功/无功功率。 影响功率变换器控制性能的两个主要因素为：（1）直流链路的负载扰动；（2）系 统参数的不确定性。一方面，连接到直流链路的未知时变负载扰动会引起直流链 路电压波动。这个负载的值是不可预测的而且会在大范围内变化，负载的量级和 控制器的鲁棒性将决定该直流电压能否恢复到参考值。为了降低负载对系统的影 响，一种有效的方法是采用干扰观测器，对负载进行估计，然后利用估计到的负 载信息来减弱负载给系统带来的不良影响。另一方面，系统参数的不确定性会导 致系统数学模型和实际系统存在偏差，根据数学模型设计的控制器将不能达到理 想性能。针对这两个问题，本论文研究了有源前端功率变换器的先进控制策略。 一方面，为了降低直流负载干扰的影响，提出了基于干扰观测器的控制策略，即 干扰观测器对外界干扰进行实时估计，然后将干扰估计值补偿到控制器中。另一 方面，为了提高对系统不确定性的鲁棒性和适应性，采用了滑模控制、自适应控 制和H∞鲁棒控制等先进的控制方法。本文所涉及的变换器类型包括三相两电平变 换器和三相三电平中性点钳位变换器。论文的主要工作内容如下： 首先，为了比较不同种类干扰观测器对于系统直流链路负载干扰的抑制作用， 针对两电平功率变换器，在第二章设计了四种不同的干扰观测器，包括线性观测 器、滑模观测器、线性扩展观测器和非线性扩展观测器。结果表明，滑模观测器、 线性观测器和线性扩展状态器均有良好的干扰估计性能。 接下来，在第二章工作的基础上，设计了性能更好的改进型线性干扰观测器， 此干扰观测器有两个观测器参数来调节其行为，其中一个用于提升系统的暂态响 应而不影响系统的稳态性能，另一个则用于保持系统的稳态性能。将此观测器 与PI控制器共同构成电压调节环，使得电压调节环是一个纯线性系统，可以使用 经典控制理论的分析方法对系统进行分析，便于在实际工程中应用。为了验证此 控制策略的有效性，在一台实际应用的5kW的联网变换器进行了系列负载实验。 -I- 哈尔滨工业大学工学博士学位论文 为了进一步提高电压调节环的控制性能，第四章设计了改进型滑模观测器， 与改进型线性干扰观测器相比，非线性的改进型滑模观测器具有更快的收敛速度 和对系统不确定性的鲁棒性能。同时采用超螺旋滑模控制器作为电压调节环控制 器，更加提升系统的快速性和鲁棒性。通过Lyapunov方法获得了直流电压收敛条 件，并且通过仿真和实际联网变换器实验验证了此控制策略的优越性。 为了降低参数不确定性给系统带来的影响，第五章在超螺旋滑模控制器中增 加自适应律，使得控制参数可以随着不确定参数的变化而不断调整，在此自适 应超螺旋算法的作用下，外界干扰时间导数的上限值不需要预先知晓。不仅如 此，在电压调节环利用H∞控制技术抑制干扰估计误差对被控直流电压的影响。通 过Lyapunov方法获得了直流电压和电网电流的收敛条件。 最后，为了拓展研究对象和控制模式，针对三电平中性点钳位功率变换器， 分别在电压定向控制和直接功率控制两种模式下设计了控制策略。首先在电压定 向控制模式下研究了线性扩展状态观测器对于系统控制性能的提升作用。之后结 合线性扩展状态观测器、H∞控制、超螺旋滑模控制和自适应控制设计了直接功率 控制策略，获得了直流电压、瞬时有功/无功功率以及电容电压压差的收敛条件， 同时由于采用了谐振自适应律，电容电压平衡环的三次谐波干扰被消除。 关键词：有源前端功率变换器；干扰观测器；超螺旋滑模控制；自适应控制； H∞鲁棒控制 - II - Abstract Abstract Active-front-end power converters based on controllable power switches are indispensable key devices in modern power systems. They serve as intelligent interfaces between utility grid, renewable resources (including wind turbine systems and photo-voltaic systems), energy storage systems, motor drives, and micro-grids. Furthermore, they also can serve as active power filters, which cancel out the current harmonics in the utility grid and consequently provide high-quality and green power to customers. These converters have desirable advantages such as bidirectional power flow, high-quality grid currents, adjustable power index and controllable dc-link voltage. The main control tasks of the power converters are to regulate the dc-link voltage to desired value and to provide active/reactive power to grid/load. The two major factors affecting the control performance of power converter are: (1) load disturbance at the dc-link; (2) parametric uncertainties of the converter system. On one hand, the unknown time-varying load disturbance connected to the dc-link can cause the fluctuation of dc-link voltage. The load value is unpredictable and can vary in a broad range. The magnitude of the load and the robustness of the controller will determine whether the dc-link voltage can be restored to the reference value. To reduce the load’s negative influence to the system, one effective way is to employ disturbance observer, which estimates the load value and feeds the load information to the system controller. On the other hand, the system parametric uncertainties cause the difference between the system model and the real plant, therefore the controller designed based on the model can not achieve desirable performance. To solve these two problems, this thesis investigate the advanced control strategies applied to grid-connected power converters. On one hand, to reduce the influence caused by the dc-link load disturbance, the disturbance-observer-based control strategies have been proposed, i.e., the disturbance observer estimates the value of external disturbance in real-time and feed the estimated value to the controller. On the other hand, to improve the robustness and adaptiveness to the system uncertainties, advanced control methods have been employed, including sliding mode control, adaptive control, fuzzy control and H∞robust control. The main research work conducted in this thesis includes: Firstly, to compare the rejecting performance of different types of disturbance observers against the dc-link load disturbance, four types of disturbance observer are de- - III - 哈尔滨工业大学工学博士学位论文 3.2.2 Linear Disturbance Observer (LDO)........................................... 39 3.2.3 Current Tracking Loop........................................................... 40 3.3 Voltage Loop Performance Analysis ................................................ 41 3.4 Experiment Verification............................................................... 43 3.4.1 Experiment Setup and Control Parameters.................................... 43 3.4.2 Experiment Result Analysis..................................................... 44 3.5 ChapterSummary...................................................................... 50 Chapter 4 DC Voltage Regulation Based on Improved Sliding Mode Disturbance Observer ..................................................................... 53 4.1 Introduction............................................................................. 53 4.2 Control Scheme ........................................................................ 53 4.2.1 Voltage Regulation Loop ........................................................ 54 4.2.2 Second-Order Sliding Mode Disturbance Observer.......................... 54 4.2.3 Voltage Regulation Loop Stability Analysis .................................. 55 4.2.4 Current Tracking Loop........................................................... 58 4.3 Simulation Verification................................................................ 58 4.4 Experiment Verification............................................................... 61 4.4.1 Experiment Setup and Control Parameters.................................... 61 4.4.2 Experiment Result Analysis..................................................... 61 4.5 ChapterSummary...................................................................... 66 Chapter 5 Adaptive ST-SMC Based H∞Control ....................................... 68 5.1 Introduction............................................................................. 68 5.2 Control Design ......................................................................... 70 5.2.1 Voltage Regulation Loop ........................................................ 70 5.2.2 Current Control Loop ............................................................ 73 5.2.3 Stability Analysis of the Closed-Loop System ............................... 74 5.3 Simulation Verification................................................................ 78 5.4 ChapterSummary...................................................................... 82 Chapter 6 Control Strategies of Neutral-Point-Clamped Power Converters...... 83 6.1 Introduction............................................................................. 83 6.2 Mathematical Model and Control Objectives ...................................... 87 6.2.1 Converter Model.................................................................. 87 6.2.2 Control Objectives................................................................ 90 -X- Contents 6.3 Voltage Oriented Control ............................................................. 90 6.3.1 Voltage Regulation Loop ........................................................ 90 6.3.2 Current Tracking Loop........................................................... 92 6.3.3 Capacitor Voltage Balance....................................................... 92 6.3.4 Simulation Verification........................................................... 93 6.4 Direct Power Control.................................................................. 98 6.4.1 Voltage Regulation Loop ........................................................ 98 6.4.2 Power Tracking Loop ............................................................100 6.4.3 Capacitor Voltage Balancing Loop .............................................105 6.5 Simulation Verification................................................................108 6.6 ChapterSummary......................................................................113 Conclusions ......................................................................................114 References........................................................................................117 Appendix A Control Software Design .....................................................129 A.1 Control system of power converter ..................................................129 A.2 Human-Machine-Interface Software Design of Host Computer ................130 A.3 DSP Control Software Design .......................................................131 Appendix B Resumen en Espa˜ nol ..........................................................135 Appendix C Conclusiones en Espa˜ nol .....................................................138 Papers published in the period of PH.D. education .....................................142 Statement of copyright and Letter of authorization.....................................144 Acknowledgements.............................................................................145 Resume ...........................................................................................147 - XI - 第1章绪论 第1章绪论 1.1 课题研究背景及意义 电力系统是国民经济和社会发展最重要的基础设施，实现能源的转换、输送 和配给。由于化石能源不可再生以及全球气候环境恶化，现代电力系统正在向可 持续发展和智能化转型。一方面，为了实现可持续发展，需要大规模开发清洁的 可再生能源，例如风能和太阳能，同时考虑到这类能源的间歇性，需要配备相应 的储能装置。因此可再生能源的并网以及储能装置的能量转换是电力系统向可持 续发展转型的主要任务。另一方面，为了实现电力系统的智能化，需要采取相应 的控制措施，使电能能够智能化按需流动，进而提高能源利用率、优化电能质量 和提高系统可靠性。因此电能双向流动是电力系统智能化的根本特征和基础任务。 上述这些任务的实现都依赖于电力电子技术的发展[1]。 电力电子技术是指应用于电力领域的电子技术，涉及电力、电子和控制等三 大领域的研究内容，主要实现电能变换。常见的电能变换方式有交流变直流、直 流变交流、交流变交流、直流变直流等，变换电能的目的是使人们能够更方便有 效地使用电能。基于电力电子技术的电力电子变换器是现代电力系统中不可或缺 的装置。离开电力电子变换器，电力系统的现代化将难以实现。以电力传输为例， 为了降低输电线路损耗，多采用直流输电方式，其送电端整流器和受电端逆变器 均采用电力电子变换器；不仅如此，高效可靠的柔性交流输电也需要通过电力电 子变换器才能够实现[2]。 近几十年来，电力电子变换器技术在工业领域经历了巨大发展，主要体现在： 拓扑结构更加多样、调制电平数量增加、功率开关性能提升，以及控制策略和调 制方式更加先进有效。在各类电力电子变换器中，基于可控开关（比如IGBT）的 有源前端功率变换器，由于其在工业领域的重要性，受到学者的广泛关注。如图1- 1所示，有源前端功率变换器作为智能接口，连接公用电网、可再生能源（包括风 力发电系统和光伏发电系统）、电能存储系统、电机驱动装置，以及微电网[3–7]。 不仅如此，有源前端功率变换器还可作为有源电能滤波器，向公用电网提供所需 的谐波电流从而抵消原来存在于该电网中的谐波电流[8]，从而向用户提供更为优 质的电能。由于可以实现精确的性能控制，有源前端功率变换器能够保证系统的 稳定性、可靠性和安全性。根据不同应用场合，有源前端功率变换器工作于整流 器模式、逆变器模式或者背对背模式。 -1- 哈尔滨工业大学工学博士学位论文 （1）接口风力发电系统 风力发电是将风能转化为电能的发电方式，是目前最流行的清洁能源利用形 式，世界范围的装机量逐年上升。功率变换器是风力发电系统的核心装置，通常 由背靠背的整流器和逆变器组成，将间歇时变的风能转换为电压幅值、频率和相 位等指标与公用电网一致的电能。随着变换器的调制电平数由两电平向三电平以 及更多电平发展，系统的发电容量和输电电压等级也随之提高，进而可以降低输 电损耗，提高风能利用率。 风力发电系统 光伏发电系统 能源存储系统 电机驱动装置 公用电网 有源前端 功率变换器 微电网 图1-1 接口各系统的有源前端功率变换器 Fig.1-1 Active-front-end power converters interfacing multiple systems （2）接口光伏发电系统 光伏发电是将太阳能转化为电能的发电方式，与风力发电一起共同构成了目 前最重要的两种新能源利用形式。光伏发电系统主要由光伏阵列和逆变器组成。 太阳能经过光伏阵列转换为直流电，然后通过逆变器变换成交流电送至公共电网。 通过对逆变器施加适当的控制方案，光伏发电系统可以实现无功功率补偿、有源 -2- 第1章绪论 电能滤波和动态电网电压补偿等功能。目前，大型光伏发电系统处于试验推广阶 段，在不久的将来会更加通用。 （3）接口能源存储系统 能源存储系统的作用是将电网中多余的电能存储起来，在电网电能不足时向 电网输送电能。能源存储系统主要包括电池系统和功率调节系统。电池系统主要 实现电池模块的能量管理。在功率调节系统中，采用逆变模式的功率变换器作为 电池系统与公用电网的智能接口，进行电池的充放电管理，同时保证能源存储系 统的达到并网要求。 （4）接口微电网 微电网是一个小型的发配电系统，主要包括发电装置、能源存储装置、功率 变换器，以及相关负载。微电网通过功率变换器与公用电网连接。通过控制功率 变换器，微电网可以并入公用电网，进行能量交换，达到能量的平衡与优化；在 公用电网故障时，功率变换器使微电网断开与公用电网的连接，使其运行于孤岛 模式，保证微电网的内部依然能够正常运行。 综上所述，有源前端功率变换器在电力系统中发挥着巨大的作用，它具有如 下突出功能[9]：（1）实现电能双向流动，即根据公用电网和另一端装置的能量情 况，从电网吸收电能或将电能馈回电网；（2）保证高质量电网电流，因为可以通 过施加控制，使电网电流波形接近完全正弦；（3）功率因数可调，即可以根据要 求，实现单位功率因数，或者提供无功电能；（4）直流链路电压方便调节，因为 其参考值可以方便地在控制器中设定和变更。 由于拥有上述功能，有源前端功率变换器具有如下优点： •实现单位功率因数。一方面，它可以提供较低谐波畸变的电流，其畸变因 数为3%，而传统的无源二极管变换器导致的电流谐波畸变因数为25-30%， 因此电能更加洁净；另一方面，被控的电网电流与电网电压同相，因此从 电网端看，它是一个纯阻负载。 •降低能量损耗。因为电能可以在交流电网和直流链路双向交换，所以多余 的电能可以被馈回电网以减小损耗。 •提升电能质量。通过提供有功和/或无功功率补偿，它可以提升接口两端装 置的电能质量。 •降低电力系统成本。它使得电力系统中不再需要功率因数校正系统和谐波 滤波器，从而降低成本。 在有源前端应用中，AC/DC功率变换器应用范围最广，下面以AC/DC变换器 为例说明功率变换器的工作原理。如图1-2所示，一个完整的功率变换器系统由功 -3- 哈尔滨工业大学工学博士学位论文 率变换器本体、控制器、调制器和驱动电路组成。控制器接收测量信号，然后根 据控制目标产生控制信号，控制信号经调制器转化为数字开关信号，数字开关信 号经驱动电路转化为开关信号，使变换器的功率开关按要求通断，从而达到相应 的控制目标。 -8 15 0 3.3 调制器 控制器 驱动电路 AC DC 功率变换器 u 测量信号 图1-2 AC/DC功率变换器的工作原理 Fig.1-2 Operating principle of AC/DC power converter 可以看到，为了使功率变换器正常运行并满足性能要求，需要采用有效的控 制策略和调制技术。考虑到调制信号的基础是控制信号，因此控制器是功率变换 器最核心的部件，控制器的性能直接影响功率变换器的性能。所以，研究先进的 功率变换器控制策略，是提升变换器性能的关键。如前文所述，功率变换器是电 力系统现代化的基础，在先进控制策略作用下的高性能功率变换器对实现电力系 统的高效率、高可靠性和智能化有重大意义。 1.2 课题研究现状 1.2.1 功率变换器控制结构 功率变换器最普遍同时也最重要的两个控制目标为：（1）调节直流链路电压 到参考值；（2）产生所要求的有功/无功功率[10]。为了实现这两个目标，常用的控 制结构为两类，即电压定向控制和直接功率控制。 -4- 第1章绪论 •电压定向控制。如图1-3所示，电压定向控制采用双环控制结构，即电压调 节环（外环）和电流跟踪环（内环）。在电压控制环，电压控制器调节直流 链路电压到其参考值，在此过程中产生有功功率的参考值。电流跟踪环根 据有功和无功功率的参考值计算得到电流参考值，进而产生开关信号使电 网电流跟踪到该参考值。 * P Voltage Controller   * dc V dc V * Q ** ,PQ * i * i i   Switching Signals Current Controller * p 电压调节环   * dc V dc V * q ** ,pq * i * i i   开关信号 电流跟踪环 图1-3 电压定向控制 Fig.1-3 Voltage oriented control •直接功率控制。如图1-4所示，直接功率控制也有两个控制环，一个电压调 节环，该环的控制过程与前述电压定向控制的电压调节环一样。不同的是， 直接功率控制的内环为功率跟踪环，直接选择合适的矢量实现对有功和无 功功率的跟踪。由于不需要将功率转换成电流后再进行控制，系统的动态 响应能够加快。 * P Voltage Controller   * dc V dc V Hysteresis Control   Switching Signals P * Q   Q * p 电压调节环   * dc V dc V 功率跟踪环   开关信号 p * q   q 图1-4 直接功率控制 Fig.1-4 Direct power control 需要注意的是，采用电压定向控制时，最常用的调制方式是脉宽调制（PWM） 技术；而采用直接功率控制时，其控制器已经内含了调制过程[1]。 除了上述两种最常见的控制结构，近年来也出现了在状态空间模型下对功率 变换器进行控制的方式，即不采用内外环的方式先调节直流电压再跟踪电流或功 率，而是统一设计控制参数同时控制这些变量，如图1-5所示。 对于图1-3至图1-5中的电压调节环、电流/功率跟踪环及控制器模块，学者提 出了不同种类的控制器方案，主要分为线性控制器和非线性控制器两大类。 -5- 哈尔滨工业大学工学博士学位论文   * x x 控制器     ,,x f x t x g x t u 开关信号 图1-5 状态空间控制 Fig.1-5 State space control 1.2.2 线性控制器 最经典并且应用最广的控制方案为线性比例-积分-微分（PID）系列的控制器， 它自20世纪50年代起就应用在工业领域，具有概念简单、理论成熟、物理意义清 晰的优点，并且被认为是工业领域最可靠的控制方案。根据不同的控制要求，可 以有不同的组合形式，如纯比例控制、PI控制、PD控制、PID控制等[11]。需要注 意的是，上述这些控制算法多用在(d,q)坐标系下，当在(α, β)坐标系下进行控制时， 多采用它的变化形式，即比例-谐振（PR）控制器。 1.2.2.1 PI控制 由于三相交流变量（电压/电流）在(d,q)坐标系下被转换为两相直流变量（常 值变量），因此PI控制器在(d,q)控制场合应用得最多，因为它是一阶控制器，可以 无稳态误差地跟踪常数信号。图1-6为PI控制器的算法结构，误差信号edq到控制信 号udq的传递函数为： Gdq PI(s)=kp+ki s,(1-1) 其中kp和ki分别为比例和积分参数。 p k ++ dq u dq e i k s 图1-6 PI控制 Fig.1-6 PI control 1.2.2.2 PR控制 在(α, β)坐标系下，三相交流变量被转换为两相交流变量，在此情况下PI控 制器不能实现良好跟踪，因此需要采用PR控制器，实现对特定频率信号的跟踪。 图1-7为PR控制器的算法结构，误差信号eαβ到控制信号uαβ的传递函数为： -6- 第1章绪论 Gαβ PR(s)=kp+kis s2+ω2,(1-2) 其中kp和ki分别为比例和积分参数，ω为电网电压角频率。 p k ++ u  e  22 i ks s   图1-7 PR控制 Fig.1-7 PR control 线性控制器也有采用状态反馈形式的[12, 13]，即基于系统的状态空间表达式来 设计控制器。本质上来说，状态反馈控制其实是对各个状态量进行比例控制，考 虑到状态量之间存在导数关系，因此状态反馈控制可以与PID控制相互转换。需要 注意的是，当采用的变换器模型存在非线性时，在设计状态反馈控制器之前要先 对系统进行线性化处理。 需要指出的是，上述线性PID系列控制器需要精确的线性模型，因此当系统中 存在参数变化，非线性和负载干扰时，控制器性能将明显下降。对于功率变换器， 这些不理想因素均存在。首先，变换器内部所有部件的参数均会在一定范围内浮 动，包括各相的滤波电感值及其寄生电阻值、各相功率开关的导通和关断时长、 直流链路电容容值；第二，在一个开关周期内，其内部的电路连接方式就会发生 多次变化，同时变换器还存在电感饱和以及电压钳位的现象，这些都使得功率变 换器在本质上是非线性系统；第三，变换器时刻面临电网侧和直流侧的不可预知 的负载变化，对系统造成扰动。 1.2.3 非线性控制器 为了弥补线性控制器的缺点，近年来有较多先进的非线性控制方法用于功率 变换器的控制，包括一阶滑模控制[14–21]，二阶滑模控制[22–27]，自适应控制[28–35]， 模糊控制[36–40]，模型预测控制[41–48]，无差拍预测控制[49]，无源控制[50–52]，反步控 制[53]，微分平滑控制[54]，以及神经网络控制[55, 56]等。 在这些非线性控制算法中，滑模控制由于其对外界干扰的不敏感性和有限时 间收敛性，使得它成为应对实际系统中复杂非线性和不确定性的有效方法[57–60]； 自适应控制能够自动调节控制器参数，使得控制器对系统不确定性具有良好的适 应性，具有良好的工程实用性。因此，滑模控制和自适应控制方法是目前功率变 换器控制器设计的热点。 -7- 哈尔滨工业大学工学博士学位论文 速度比直接利用滑模变量导数值要慢，这也是被称为次优的原因。 1.2.3.2 自适应控制 自适应控制的想法在1951年由Draper等学者提出[70]，使得具有性能不确定性 的内燃机控制系统能够自动地达到最优的工作点。1958年，Whitaker等学者设计 了一种自适应飞机飞行控制系统[71]，利用实际飞行特性和参考模型期望特性之间 的偏差调整控制参数，以达到最理想的飞行特性，这就是著名的模型参考自适应 控制系统的最初应用。此类系统后来在英国学者Parks和法国学者Landaud在稳定 性和超稳定性理论方面的贡献而得到繁荣发展[72, 73]，成为了一种最基本的自适应 系统。上世纪70年代，Astrom和Wittenmark等学者提出并发展了另一种重要的自 适应控制方法，即自校正控制[74]。这种自适应系统的主要特点是在线估计被控对 象数学模型参数或外界不确定干扰，然后将这些估计值用于修改控制器参数。由 于这种方法很容易用微处理器实现，它引起了各国学者的重视和兴趣，进而涌现 了各种新型的自校正控制方法，其应用范围也越来越广。 自适应控制的目标是，系统在被控对象模型参数和外界干扰未知或时变的情 况下，能够达到并保持可接受的性能指标。具体来讲，自适应控制系统应具有以 下功能： •在线辨识系统参数和度量系统性能指标，以得到系统状态的变化情况。 •按一定的规律（即自适应律）确定当前控制策略。 •在线修改控制器参数或系统的输入信号。 自适应 控制器 被控对象 干扰 性能指标 测量 自适应 机制 性能比较 与决策 理想性 能指标 自适应过程 自适应控制系统 图1-14 自适应控制框图 Fig.1-14 Adaptive control diagram - 14 - 第1章绪论 为了满足这些功能，通用的自适应控制系统结构如图如图1-14所示。它包括 性能指标测量、性能比较与决策、自适应机制和自适应控制器，这些功能模块就 能达到自适应控制的目标。 自适应控制的主要特征是，不管对象或干扰的不确定性有多大，都可以达到 控制目标。相比之下，鲁棒控制要求不确定性是有界并且相对较小的。自适应控 制技术为自动在线调整控制器参数提供了一种系统方法，尽管被控对象模型参数 和外界干扰却是未知或时变的，仍然能够精确调整控制器以达到高性能要求。 自适应控制系统主要分为两类：一类是模型参考自适应控制系统，另一类是 自校正控制系统。 自适应 控制系统 参考模型 自适应机制 试验信号 + + r + - e 图1-15 模型参考自适应控制系统 Fig.1-15 Model referenced adaptive control system 图1-15为模型参考自适应控制系统的典型结构。这个系统采用参考模型作为 辅助系统，它的输出或状态可以用期望的性能指标设计。输入信号同时进入到参 考模型和自适应控制系统中，然后将两个系统的输出作差，得到误差信号e。这个 误差信号按一定的自适应机制进入到自适应控制系统，用于调整控制器参数，或 者产生一个辅助输入信号，使得该误差的某泛涵指标达到最小。这样，自适应控 制系统的输出就能渐近逼近理想模型的输出，实现控制目标。 图1-16为自校正控制系统的典型结构。这类系统对被控对象的不确定参数进 行在线估计，包括未知或时变的模型特性和外界干扰。然后将不确定参数估计 值ˆ θ输入到控制器中，控制器根据此估计值和事先规定的性能指标调整控制参数， 由此产生的控制信号作用于被控对象。经过多次的参数估计和控制参数调整，最 终达到系统的性能指标。 下面举一个简单例子来说明自校正控制系统的工作过程。 考虑如下标量系统： - 15 - 哈尔滨工业大学工学博士学位论文 自适应 控制器 参数估计 被控对象 ru y ˆ  图1-16 自校正控制系统 Fig.1-16 Self-tuning control system ˙x=θx+u,(1-25) 其中，x为系统状态，u为控制信号，θ为常数但未知。 控制目标是当t→ ∞，x(t)→0。 设计自适应律如下： ˙ ˆ θ=x2,(1-26) u=−(ˆ θ+1)x,(1-27) 其中ˆ θ为θ的估计值。 闭环系统为： ˙x=(θ−ˆ θ−1)x,(1-28) ˙ ˆ θ=x2.(1-29) 可以看到，ˆ θ的增长主导了x的增长，因此反馈增益ˆ θ+1具有足够大的值以克 服系统的不确定性，进而稳定系统。 目前，自适应控制在功率变换器的应用不是很多[28–34, 75–78]。 关于AC/DC变换器的自适应控制，在模型参考自适应方面，文献[28]中，为了 应对电感和电网频率存在的参数不确定性，采用模型自适应控制方法实现变换器 的直接功率控制。文献[29]采用了自适应观测器用于估计变换器直流侧电压，观测 器的设计采用了模型参考自适应的思想。在自校正控制方面，文献[30]采用了自适 应一阶滑模算法实现了变换器的控制及纹波抑制。文献[31]对变换器采用了自适 应PR控制，根据电流误差自动调整谐振频率控制参数。文献[32]采用了自适应反 步滑模控制，控制结构较为复杂，不利于工程应用。 自适应控制在DC/DC变换器中的应用也有一些。模型参考自适应方面，文 献[33]采用自适应律来估计负载值；文献[77]采用自适应律设计观测器对系统的 输出进行估计。在自校正控制方面，文献[76]通过自适应调节PI参数来获得理想的 - 16 - 第1章绪论 极点位置以增强系统的稳定性；文献[34]采用了自适应观测器估计输出量的误差， 然后将该估计误差提供给PI控制器实现变换器控制。 到这里，已经对现有的功率变换器控制器类型进行了梳理，上述这些控制器 在跟踪性能、鲁棒性、结构复杂度方面各有优劣。它们可以单独使用，也可以组 合使用以规避各自缺点。 1.2.4 基于干扰观测器的控制 对于联网AC/DC功率变换器的控制来说，其面临的一个主要问题是连接到直 流电容两端的不可预测的时变负载扰动，从而引起电压波动。这个负载的值是未 知的而且会在大范围内变化，负载的量级和控制器的鲁棒性将决定该直流电压能 否恢复到参考值。通常情况下，控制器参数基于标称工况进行调整，这些参数具 有一定的稳定裕度，可以在一定程度上抵抗外界干扰。然而，当干扰持续增大时， 标称工况的控制参数将无法维持系统的控制性能。显然，如果这个负载对于控制 器来说是已知的，那么控制器对它具有更强的鲁棒性。为了解决这个问题，一种 有效的方法是在电压控制环中增加干扰观测器，对控制器进行补偿。这样的话， 当外界干扰值变化时，补偿到控制器的干扰估计值也随之变化。因此，控制器变 得更加灵活，可以适应外界干扰的变化，其鲁棒性得到提高。 观测器，通常也被称为滤波器或估计器，用于通过可用信息从系统中提取 不可测量的变量，如图1-17所示。早期著名的观测器形式有经典的龙贝格观测 器[79]和卡尔曼滤波器[80]。按观测器的用途，观测器可以分为两大类[81]：（1）重 构系统内部状态的状态观测器；（2）获取外部干扰信息的干扰观测器。 被控对象 uy 状态/干扰估计值 观测器 图1-17 观测器 Fig.1-17 Observer 基于干扰观测器的控制方法也称为自抗扰控制方法，由中国著名控制理论学 者韩京清于1995年首创[82]，并在2009年进行了系统化整理[83]。自抗扰控制方法首 先从仿真中诞生，之后在理论上得到了证明[84–87]。如图1-18所示，自抗扰控制方 法的工作原理为，将未知系统动态、外界干扰和非线性统一作为系统的总干扰项， - 17 - 哈尔滨工业大学工学博士学位论文 并对此干扰项实时估计，然后将干扰估计值输入到控制器，对控制器进行前馈补 偿[88–90]。因此，自抗扰控制的核心思想就是利用干扰的信息来消除其影响。自抗 扰控制方法是一种前向补偿方法，即，首先由干扰观测器估计干扰值，然后干扰 的估计值补偿到前向通道的控制器中。这种方法对处理系统内部的非线性、不确 定性和外部的干扰非常有效，同时由于其设计思想与生俱来的实用性，自抗扰控 制方法在解决实际工程问题时具有良好的优越性，包括涡扇发动机、微机电陀螺 等[91–96]。 观测器 控制器   参考值 控制信号 系统输出 外部干扰 系统 未建模动态、 参数不确定性 图1-18 自抗扰控制方法工作原理 Fig.1-18 Principle of active disturbance rejection control 目前有很多文献在功率变换器的控制中采用了自抗扰控制方法。在这些文献 中，由于采用不同类型的干扰观测器、不同类型的控制器，以及变换器拓扑的差 异，自抗扰控制方法有不同的实现方式。根据算法形式，干扰观测器可以分为两 大类，一类是线性干扰观测器[69, 94, 97–102]，另一类是非线性干扰观测器[103–105]。 1.2.4.1 线性干扰观测器 由于线性系统的分析发展成熟，线性干扰观测器在文献中更为常见。在线性 干扰观测器中，比较常用的一种是线性状态扩展观测器，在构造这种观测器时外 界干扰被视为系统的一个增广状态，因此这是一种间接形式的干扰观测器。扩展 状态观测器是一种有效的观测技术，它将集总干扰（包括参数不确定性、未建模 动态和负载变化）扩展为一个新的状态变量，可以同时估计总干扰值和系统状态。 线性扩展状态观测器是指所设计的观测器动态方程具有线性形式，与之相对的是 非线性扩展状态观测器[106, 107]。扩展状态观测器是韩京清教授在自抗扰控制技术 方面最重要的研究成果，下面进行简单介绍。 考虑如下非线性系统： - 18 - 第1章绪论 ⎧ ⎪ ⎪ ⎪ ⎪ ⎪ ⎪ ⎨ ⎪ ⎪ ⎪ ⎪ ⎪ ⎪ ⎩ ˙x1=x2 ˙x2=bu +f(x1,x2) y=x1 ,(1-30) 其中f(x1,x2)为未知函数，集中反映系统不确定性和未知干扰的作用。 将f(x1,x2)扩展成新的状态变量x3，即x3=f(x1,x2)，其导数˙x3=h(t)，则扩展 后的系统为： ⎧ ⎪ ⎪ ⎪ ⎪ ⎪ ⎪ ⎪ ⎪ ⎪ ⎨ ⎪ ⎪ ⎪ ⎪ ⎪ ⎪ ⎪ ⎪ ⎪ ⎩ ˙x1=x2 ˙x2=x3+bu ˙x3=h(t) y=x1 ,(1-31) 对扩展后的系统建立如下状态观测器： ⎧ ⎪ ⎪ ⎪ ⎪ ⎪ ⎪ ⎪ ⎪ ⎪ ⎨ ⎪ ⎪ ⎪ ⎪ ⎪ ⎪ ⎪ ⎪ ⎪ ⎩ e=z−y ˙z1=z2−β1g1(e) ˙z2=z3−β2g2(e)+bu ˙z3=−β3g3(e) ,(1-32) 其中gi(e)（i=1,2,3）为观测器校正函数，可以取为线性/非线性函数，对应地， 获得的观测器就称为线性/非线性扩展状态观测器。只要选择合适的参数βi（i= 1,2,3），这个观测器就能很好地估计原系统(1-30)中的变量x1,x2以及由干扰扩展的 变量x3。 在现有工作中，线性扩展状态观测器已被用于功率变换器的直流链路负载干 扰估计[69, 99]。文献[69]在电压调节环采用了线性状态扩展观测器对连接到直流 链路的负载干扰进行估计，并将估计值补偿到该环的二阶滑模控制器中；电流 跟踪环则在同步旋转(d,q)坐标系下采用两个二阶滑模控制器分别跟踪d轴和q轴电 流。在文献[99]中，电压控制环采用的是基于线性状态扩展观测器的比例控制器， 电流跟踪环则在(α, β)固定坐标系下采用两个比例-谐振控制器分别跟踪α轴和β轴 电流。结果表明，应用了干扰观测器后，系统的控制性能有明显提升。 除了状态扩展观测器，一些直接形式的线性干扰观测器也用于功率变换器的 控制[100–102]。这类观测器直接利用系统动态方程获得干扰的动态表达式，而不需 要将干扰扩展成新的系统状态。干扰的动态表达式可以基于不同的算法设计，包 括龙贝格观测器[100]、PI观测器[101]、卡尔曼观测器[102]等等。然而这些工作主要针 对是的系统不确定性造成的干扰，迄今为止，还未发现直接形式的线性干扰观测 器被用于功率变换器的直流链路负载干扰的估计。 - 19 - 哈尔滨工业大学工学博士学位论文 1.2.4.2 非线性干扰观测器 非线性干扰观测器也应用于变换器控制，但不如线性干扰观测器常用，目前 在这方面的工作较少[103–105]。文献[103]采用了一种一阶滑模观测器对系统总外界 干扰进行了估计，其限制是干扰的动态要满足连续可导；文献[104, 105]基于变换 器的非线性模型设计了一种非线性观测器用于估计系统不确定性带来的干扰，该 观测器是龙贝格形式观测器在非线性系统的扩展。 随着滑模控制理论的成熟和发展，滑模观测器（SMO）也逐渐发展起来。滑 模观测器（SMO）由学者Slotine提出[108]，主要思想是将滑模概念运用在观测器的 设计中。滑模观测器具有滑模控制器的特点，可以在有限时间内使估计误差的动 态收敛到零平面。不仅如此，滑模观测器具有和卡尔曼滤波器类似的测量噪声抑 制能力[109]。二阶滑模观测器（SOSMO）是一种非线性观测器，它是将二阶滑模 算法用在观测器的设计中。因此，二阶滑模观测器继承了二阶滑模算法的所有优 点，尤其是快速收敛性。二阶滑模观测器已经应用在机械系统中，主要用于故障 诊断[110–115]。在文献[116]中，二阶滑模观测器用于估计感应电机驱动器系统的外 界干扰。迄今为止，还没有看到将二阶滑模观测器运用于功率变换器的直流链路 电压调节。 1.3 尚待解决的问题以及有待提升的方法 由前文的分析可以看到，对于功率变换器的控制，已经有一定的研究成果， 但还存在如下的不足之处及有待提升的方面： 1. 相对于AC/DC变换器，由于DC/DC变换器的电路拓扑和数学模型更为简单， 现有的研究工作更多集中在DC/DC变换器控制。对于更重要的与电网连接 的AC/DC变换器，现有的研究成果在广度和深度方面，都要逊色一些。 2. 目前应用在功率变换器的二阶滑模控制算法多数需要实时知晓滑模变量的 一阶导数信息，当该导数可以测量时，系统需要增加测量装置，该导数不 可测量时，则需要设计观测器估计该导数或者采用次优算法，这些方法会 造成系统复杂度上升或收敛速度变慢。 3. 作为处理参数不确定性的自适应控制在功率变换器中的应用比较少而且 比较分散。在AC/DC变换器的自校正控制方面，目前的方案有自适应线 性PR控制和自适应一阶滑模控制，但是PR控制器存在收敛速度较慢的问 题，一阶滑模控制虽然可以快速收敛，但其固有的抖振现象对控制性能带 来不利影响。 - 20 - 第1章绪论 4. 关于负载干扰的抑制，目前在线性干扰观测器设计有一些研究成果，但主 要是基于线性扩展状态观测器，从系统动态设计直接形式干扰观测器的工 作较少，而且这些工作主要针对是的系统不确定性造成的干扰，目前还未 有直接形式的线性干扰观测器用于变换器直流链路负载干扰的估计。在非 线性干扰观测器的设计方面，目前直接对直流链路负载干扰进行估计的工 作更少，即使有，也要求干扰满足一定条件（如连续可导）。 1.4 本论文的主要研究内容 功率变换器的先进控制方法研究 两电平功率变换器 三电平功率变换器 第三章 基于改进型线性干扰观测器 的直流链路电压调节 基于自适应超螺旋滑模算法 的H∞控制 第五章 1.电压定向控制 第六章 2.直接功率控制 第二章 基于干扰观测器 的超螺旋滑模控制 基于改进型滑模干扰观测器 的直流链路电压调节 第四章 LESO扩展至三电平 VOC到DPC 图1-19 本论文研究框架 Fig.1-19 Thesis research structure 针对目前功率变换器控制存在的不足，本论文针对联网三相两电平功率变换 器和三相三电平中性点钳位功率变换器，基于电压定向控制和直接功率控制两种 控制方式，分别在同步旋转(d,q)坐标系模型、固定(α, β)坐标系模型和状态空间模 型下，研究了AC/DC功率变换器的先进控制策略。根据AC/DC功率变换器的电平 数量，论文主要分为两大部分，第一部分针对两电平功率变换器，包括第二章到 第五章，采用电压定向控制的方式，主要研究功率变换器的超螺旋滑模控制、基 于干扰观测器的直流链路电压调节，以及基于自适应技术的H∞控制；第二部为第 六章，在第一部分的研究基础上，进一步研究了三电平功率变换器的电压定向控 制和直接功率控制。各章节具体安排如下： 第二章采用了基于干扰观测器的超螺旋滑模控制策略，来实现两电平功率变 - 21 - 哈尔滨工业大学工学博士学位论文 换器的电流跟踪和电压调节。为了提高系统的鲁棒性和快速性，在电压调节环和 电流跟踪环均采用了超螺旋滑模控制器。根据自抗扰控制的思路，在电压调节环 采用了干扰观测器来补偿控制器。为了检验不同类型观测器的性能，设计了四种 不同的干扰观测器作为比较，包括线性观测器、滑模观测器、线性扩展观测器和 非线性扩展观测器。然后通过仿真，根据直流链路电压的暂态响应来比较各个观 测器的性能。 第三章对第二章中的线性观测器进行了改进，获得了性能更好的改进型线性 干扰观测器，用以补偿电压调节环的控制器。与第二章的线性干扰观测器相比， 新设计的干扰观测器有两个观测器参数来调节其行为，其中一个用于提升系统的 暂态响应而不影响系统的稳态性能，另一个则用于保持系统的稳态性能。与非线 性干扰观测器相比，线性干扰观测器保持了系统的简单性，从而使系统分析更为 容易，而且更便于在实际工程中应用。本章在理论上证明了此控制策略的有效性， 并在一台实际的5kW的联网三相两电平功率变换器进行了实验验证。 第四章对第二章中的滑模观测器进行了改进，获得了性能更好的改进型滑模 观测器，用以补偿电压调节环。改进型滑模观测器与第三章的改进型线性干扰 观测器有同样优点，即具有可以调节暂态过程和维持稳态性能的参数，但与第 三章的线性观测器相比，滑模观测器的收敛速度更快而且鲁棒性更强。本章通 过Lyapunov方法获得了系统稳定的条件，通过仿真验证了此控制策略的优越性， 并进一步在5kW联网三相两电平功率变换器进行了实验验证。 第五章在第二章的基础上，进一步考虑了功率变换器系统的参数不确定性以 及干扰估计误差，提出了一种基于自适应超螺旋算法的H∞鲁棒控制策略。在电压 调节环，设计了基于扩展状态观测器的H∞控制器。在电流跟踪环，采用了两个基 于自适应超螺旋算法的控制器，用于跟踪d轴和q轴电流。由于采用了自适应超螺 旋算法，外界干扰时间导数的上限值不需要预先知晓。采用Lyapunov方法分析了 闭环系统的稳定性和有限时间收敛性，并通过仿真验证了此控制策略的有效性。 第六章在前面几章工作的基础上，值对三相三电平中性点钳位功率变换器， 分别在电压定向控制和直接功率控制模式下实现了变换器的控制。首先在电压定 向控制模式下研究了线性扩展状态观测器对系统性能的提升作用，采用了三环控 制模式，包括电压调节环、电流跟踪环和电容电压平衡环。在电压控制环，线 性扩展状态观测器对随机连到变换器直流侧的负载进行估计，然后将负载估计值 补偿到控制器。仿真结果表明，线性扩展状态观测器显著提升系统的控制性能和 对负载变化的鲁棒性。接着在直接功率控制模式下，结合线性扩展状态观测器、 H∞控制、超螺旋滑模控制及自适应控制，实现了变换器的直流电压调节、瞬时功 - 22 - 第1章绪论 率跟踪和直流电容电压平衡。采用了三环控制模式，包括电压调节环、功率跟踪 环和电容电压平衡环。电压调节环采用的是基于扩展状态观测器的H∞控制器，用 于调节变换器的直流链路电压，同时抑制干扰估计误差对系统输出的影响。功率 跟踪环采用了超螺旋滑模控制器，将有功和无功功率收敛到它们的参考值。电容 电压平衡环同样采用超螺旋滑模控制器，实现了电容电压的完全平衡。此控制策 略的有效性和优越性得到了仿真验证。 - 23 - 哈尔滨工业大学工学博士学位论文 按照滑模控制器的设计思想，设计一种二阶滑模观测器如下： ⎧ ⎪ ⎪ ⎪ ⎨ ⎪ ⎪ ⎪ ⎩ C˙ ˆz1=u+(λ1|e1|1 2sign(e1)+α1∫︀t 0sign(e1)dt), e1=z1−ˆz1.(2-25) 则系统的观测误差动态可以写为： C˙e1=−(λ1|e1|1 2sign(e1)+α1∫︁t 0 sign(e1)dt)−d.(2-26) 与线性观测器相似地，考虑到稳态时的观测误差导数˙e1=0，则外界干扰可以按下 式估计： ˆ d=−(λ1|e1|1 2sign(e1)+α1∫︁t 0 sign(e1)dt).(2-27) （3）线性扩展状态观测器 按照扩展状态观测器的设计思想，将外界干扰作为系统的一个增广状态z2， 因此线性扩展状态观测器可以设计为： ⎧ ⎪ ⎪ ⎪ ⎪ ⎪ ⎪ ⎨ ⎪ ⎪ ⎪ ⎪ ⎪ ⎪ ⎩ C˙ ˆz1=u−ˆz2+β1e1, ˙ ˆz2=−β2e1, e1=z1−ˆz1, (2-28) 其中ˆz2为z2的估计值。从而系统的观测误差动态可以写为： ⎧ ⎪ ⎪ ⎪ ⎨ ⎪ ⎪ ⎪ ⎩ C˙e1=−e2−β1e1, ˙e2=h(t)+β2e1,(2-29) 其中， ⎧ ⎪ ⎪ ⎪ ⎨ ⎪ ⎪ ⎪ ⎩ h(t)=˙z2, e2=z2−ˆz2.(2-30) 因此干扰的估计值为： ˆ d=ˆz2.(2-31) 需要注意的是，为了使误差动态可以收敛到平衡点，观测器参数β1和β2应满足 ⎡⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎣−β1/C−1/C β20⎤⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎦为Hurwitz矩阵。 （4）非线性扩展状态观测器 同样将外界干扰作为系统的一个增广状态z2，但是采用如下形式的非线性扩 展状态观测器： ⎧ ⎪ ⎪ ⎪ ⎪ ⎪ ⎪ ⎨ ⎪ ⎪ ⎪ ⎪ ⎪ ⎪ ⎩ C˙ ˆz1=u−ˆz2+β01 f al1, ˙ ˆz2=−β02 f al2, e1=z1−ˆz1, (2-32) - 30 - 第2章基于干扰观测器的超螺旋滑模控制 其中， f ali(e1, αi, δ)=⎧ ⎪ ⎪ ⎪ ⎨ ⎪ ⎪ ⎪ ⎩ |e1|αisign(e1),|e1|> δi,i∈(1,2), e1⧸︁δ1−αi i,|e1|≤δi,i∈(1,2).(2-33) 此时系统的观测误差动态为： ⎧ ⎪ ⎪ ⎪ ⎨ ⎪ ⎪ ⎪ ⎩ C˙e1=−e2−β01 f al1, ˙e2=h(t)+β02 f al2,(2-34) 其中h(t)和e2与(2-30)中的定义一致。因此可以得到外界干扰估计值ˆ d为： ˆ d=ˆz2.(2-35) 2.3.3 电流跟踪环 图2-6为基于超螺旋滑模控制的电流跟踪环。可以看到，本章采用的是同步旋 转(d,q)坐标系下的电流模型(2-9)和(2-10)，而且由于两轴的电流动态存在耦合，需 要进行解耦控制。 d i d u * d i d v  d 1dc V           q i * q i  q q u q v 1dc V 超螺旋 滑模控制器 超螺旋 滑模控制器 图2-6 电流跟踪环 Fig.2-6 Current tracking loop 如前文所述，电流参考值由电压调节环产生，具体如下： i* d=vdp*+vqq* v2 d+v2 q ,i* q=vqp*+vdq* v2 d+v2 q .(2-36) 进而定义两轴的误差信号为： edq =⎡⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎣ ed eq⎤⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎦=⎡⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎣ i* d−id i* q−iq⎤⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎦.(2-37) 因此电流跟踪环的超螺旋滑模控制器设计如下[69]: - 31 - 哈尔滨工业大学工学博士学位论文 µd=λd|ed|1 2sign(ed)+αd∫︁t 0 sign(ed)dt,(2-38) µq=λqeq 1 2sign(︁eq)︁+αq∫︁t 0 sign(︁eq)︁dt.(2-39) 结合式(2-9)和(2-10)，电流跟踪环最终输出的控制信号为： ud=1 Vdc (︁−µd+vd+ωLiq)︁,(2-40) uq=1 Vdc (︁−µq+vq−ωLid)︁.(2-41) 2.4 仿真验证 本小节将通过仿真，检验上述不同种类的干扰观测器的有效性以及对系 统控制性能的影响。表2-1为仿真采用的系统参数。负载干扰类型为阻性负载， 在t=0.4s时连接到变换器直流链路，对变换器系统造成阶跃扰动。无功电流i* q设 置为0A以达到单位功率因数。 表2-1 仿真参数 Table2-1 Simulation parameters 参数 数值描述 fs10 采样频率(kHz) fc10 控制器更新频率(kHz) RL100 负载电阻(Ω) C3300 直流输出电容(µF) L2.6 滤波电感(mH) f50 电网频率(Hz) vabc 400 电网线电压(V) V* dc 750 直流输出电压参考值(V) 2.4.1 无观测器滑模控制 为了体现干扰观测器的有效性，首先验证无观测器情况下电压调节环的滑模 控制性能。调节超螺旋滑模控制器的参数，使得功率变换器具备较好的直流电 压暂态响应性能和较低的电流畸变水平。表2-2为采用的超螺旋滑模控制器参数。 图2-7显示了直流链路电压的暂态响应。所获得的电流总畸变水平为2.04%。 - 32 - 第2章基于干扰观测器的超螺旋滑模控制 2.4.2 带观测器滑模控制 在这一小节，用四种不同的观测器分别对超螺旋滑模控制器进行补偿，并比 较其性能。为了公平比较，超螺旋滑模控制器参数在各个观测器作用时保持不变， 同时调节各观测器参数使得功率变换器有类似的稳态性能，即几乎一样的直流链 路电压稳态误差和电流总畸变水平。超螺旋滑模控制器和各观测器的参数分别见 表2-3和表2-4。 表2-2 无观测器的超螺旋滑模控制器参数 Table2-2 Super twisting SMC parameters without observers 电流跟踪环电压调节环 λd=20, αd=150 λvdc =50, αvdc =40000 λq=20, αq=150 0.4 0.45 0.5 0.55 时间 (s) 736 738 740 742 744 746 748 750 752 Vdc (V) 参考值 超螺旋滑模控制器-无观测器 参考值 超螺旋滑模控制器-无观测器 图2-7 不带观测器超螺旋滑模控制下的直流链路暂态响应 Fig.2-7 DC-link voltage transient response under super twisting SMC without observer 表2-3 带观测器的超螺旋滑模控制器参数 Table2-3 Super twisting SMC parameters with observers 电流跟踪环电压调节环 λd=20, αd=150 λvdc =15, αvdc =100 λq=20, αq=150 图2-8为不同观测器作用下的直流链路电压响应。图2-9表明了各观测器作用 下的直流链路电压稳态误差均在0.05V范围内。从图2-8可以看出，干扰负载接入 - 33 - 哈尔滨工业大学工学博士学位论文 表2-4 各观测器参数 Table2-4 Parameters of the observers 线性观测器滑模观测器线性扩展观测器非线性扩展状态观测器 β=0.8λ1=200 β1=6.6β01 =40 α1=200 β2=3300 β02 =33000 α1=1 α2=0.5 δ1=δ2=0.01 后，二阶滑模观测器获得了比另外三种观测器更好的性能，其直流电压压降仅 为1V，恢复时间仅为0.01s；线性扩展观测器性能次之，直流电压压降为3.4V，恢 复时间为0.025s；线性观测器再次之，直流电压压降为5.5V，恢复时间为0.04s；非 线性扩展观测器性能相对靠后，直流电压压降为12.2V，恢复时间为0.06s。 0.4 0.45 0.5 0.55 时间 (s) 736 738 740 742 744 746 748 750 752 Vdc (V) 参考值 无观测器 线性观测器 二阶滑模观测器 线性扩展状态观测器 非线性扩展状态观测器 二阶滑模 观测器 无观测器 线性扩展 状态观测器 线性观测器 非线性 扩展状态 观测器 图2-8 带观测器超螺旋滑模控制下的直流链路暂态响应 Fig.2-8 DC-link voltage transient responses of super twisting SMC with observers 作为比较，无观测器超螺旋滑模控制的结果也在图2-8中显示，其压降与被非 线性扩展状态观测器补偿时的接近。但是需要注意的是，有了非线性扩展状态观 测器的补偿，超螺旋滑模控制器的增益和电流总畸变水平均有很大的下降。这也 表明干扰观测器确实有利于提升控制器的性能。 因为研究重点是电压调节环，所以在电流跟踪环在上述不同干扰观测器作用 时始终保持不变。仿真结果也表明电流跟踪性能在不同观测器作用下基本一样。 图2-10、图2-11和图2-12分别为id、iq的跟踪性能，以及在二阶滑模观测器作用下 所获得的电网电流情况。可以看到，同步旋转坐标系下的d轴和q轴均很好地被跟 - 34 - 第2章基于干扰观测器的超螺旋滑模控制 0.8 0.82 0.84 0.86 0.88 0.9 时间 (s) 749.92 749.94 749.96 749.98 750 750.02 750.04 Vdc (V) 线性观测器 二阶滑模观测器 线性扩展状态观测器 非线性扩展状态观测器 图2-9 带观测器超螺旋滑模控制下的直流链路稳态误差 Fig.2-9 DC-link voltage steady errors of super twisting SMC with observers 踪，而且电网电流也达到了正弦波形。 0.4 0.45 0.5 0.55 时间 (s) -5 0 5 10 15 20 id(A) i$ d id 图2-10 id跟踪性能 Fig.2-10 idtracking performance 表2-5显示了在四种不同观测器补偿下，功率变换器获得的电流总畸变水平基 本一样，约0.80%。不仅如此，仿真结果表明不同观测器作用下的电流谐波分布 也很相似。 2.5 本章小结 本章采用了基于干扰观测器的滑模控制策略，来实现变换器的电流跟踪和电 压调节。在电压调节环采用了干扰观测器来补偿超螺旋滑模控制器。电流跟踪环 - 35 - 哈尔滨工业大学工学博士学位论文 0.4 0.45 0.5 0.55 时间 (s) -0.8 -0.6 -0.4 -0.2 0 0.2 0.4 0.6 iq(A) i$ q iq 图2-11 iq跟踪性能 Fig.2-11 iqtracking performance 0.8 0.81 0.82 0.83 0.84 0.85 时间 (s) -15 -10 -5 0 5 10 15 iabc(A) 图2-12 电网电流波形 Fig.2-12 Obtained grid current wave 表2-5 不同观测器作用下电流总畸变水平 Table2-5 Current THD under different observers 线性观测器二阶滑模观测器线性扩展观测器非线性扩展状态观测器 0.80% 0.80% 0.80% 0.79% - 36 - 第2章基于干扰观测器的超螺旋滑模控制 也采用了两个超螺旋滑模控制器，用于跟踪d轴和q轴电流。设计了了四种不同的 干扰观测器作为比较，包括线性观测器、滑模观测器、线性扩展观测器和非线性 扩展观测器。与此同时，电流跟踪环的控制器始终不变。仿真结果表明：（1）干 扰观测器不仅可以显著提高直流电压的暂态响应，而且可以降低电流总畸变水 平；（2）与超螺旋滑模控制器结合时，在获得同样直流电压稳态误差和电流总畸 变水平的前提下，二阶滑模观测器比另外三种观测器具有更好的抗干扰性能。 本章通过仿真的方式，对四种不同类型干扰观测器的性能进行了初步的研究。 本章工作是后续几章的基础，第三章对第二章中的线性观测器进行了改进，对观 测器的特性进行了深入分析，包括稳定性分析、频域特性分析，为了保证电压调 节环的纯线性以开展线性系统分析，该环的控制器采用的是线性PI控制器；第四 章则对第二章中的二阶滑模观测器进行了改进，在电压调节环采用了与第一章相 同的超螺旋滑模控制器，构成了非线性系统，对该非线性系统进行了稳定性分析， 建立了稳定性条件；第五章则对第二章中的超螺旋滑模算法增加了自适应律，并 在此基础上进行了H∞鲁棒控制，使得系统具有更好的抵抗不确定干扰的能力；第 六章在前面几章工作的基础上，结合线性扩展状态观测器、H∞鲁棒控制、超螺旋 滑模控制和自适应控制，实现了三相三电平中性点钳位变换器的电压定向控制和 直接功率控制。总体上，论文根据变换器电路拓扑及控制算法由简到繁、由浅及 深地展开。 - 37 - 哈尔滨工业大学工学博士学位论文 第3章基于改进型线性干扰观测器的直流电压调节 3.1 引言 前一章针对联网功率变换器的电压调节环，提出了四种不同类型的干扰观测 器，在其它条件都一样的情况下，线性观测器具备相对较好的干扰估计性能。它 的优点在于形式简单，只需要调节一个参数。但正是由于这个原因，如果想加快 对干扰的观测速度，就只能调节这个参数。这样做又会导致更高的稳态电流谐波 畸变水平。为了解决这个矛盾，本章提出了一种改进型线性干扰观测器，该观测 器具有以下特点： •与第二章的线性干扰观测器相比，被提出的干扰观测器有两个观测器参数 来调节其行为，其中一个用于提升系统的暂态响应而不影响系统的稳态性 能，另一个则用于保持系统的稳态性能。对于被随时连接负载扰动的变换 器来说，这个特点是比较有利的，因为系统被扰动后的恢复时间可以通过 其中一个观测器参数缩短，同时稳态时的电网电流谐波畸变水平可以通过 限制另一个观测器参数来维持在较低水平。 •与非线性干扰观测器相比，线性干扰观测器保持了系统的简单性，从而使 系统分析更为容易，而且更便于在实际工程中应用。 在本章中，针对联网三相两电平功率变换器的直流链路电压调节，研究了基 于改进型线性干扰观测器的PI控制策略（下文简称LDO-PI）。该干扰观测器估计直 流链路负载值然后输入到电压调节环的PI控制器，从而提升PI控制器的抗干扰能 力。电压调节环之所以采用线性PI控制器，目的在于使得闭环系统为纯线性系统， 这样可以利用经典控制理论进行系统分析和参数调节。电流跟踪环采用传统形式 的同步旋转坐标系PI（SRF-PI）控制器。 本章首先在理论上对电压调节环全闭环系统进行了分析，证明了LDO-PI控制 方案比传统PI控制方案的有效性和先进性。然后在一个5kW联网功率变换器上进 行了实验，以验证理论分析的正确性以及变换器在实际应用场合的性能表现。实 验结果表明，本章提出的电压环控制策略，可以提高系统的暂态响应性能，同时 使系统在稳定状态时能保持较低的电网电流谐波畸变水平。 - 38 - 第3章基于改进型线性干扰观测器的直流电压调节 3.2 控制策略 与第二章一样，本章同样采用电压定向控制，即包括电压调节环和电流跟踪 环的双环控制策略。正如前面所说，本章主要关注电压调节环的观测器设计，因 此电压调节环和电流跟踪环的控制器均采用工业界最常用的PI控制。 3.2.1 电压调节环 图3-1为电压调节环的控制结构图，可以看到，该控制环包括一个传统PI控制 器和一个线性干扰观测器。µdc为PI控制器的输出，ˆ d为干扰观测器补偿给控制器的 外界干扰估计值，u为电压调节环最终输出的控制信号。结合第二章中的式(2-16)， (2-17)以及相关定义，可得电压调节环的动态方程： C˙z=u−d=µdc +ˆ d−d,(3-1) 其中， µdc =Kpvez+Kiv ∫︁t 0 ezdt,(3-2) 且ez=z*−z。   12 2 * p（ ）u ˆ z ˆ d 线性观测器 PI       * dc V * z  dc z dc V   12 2 图3-1 电压调节环：基于线性干扰观测器的PI控制 Fig.3-1 Voltage regulation loop: PI control based on LDO 3.2.2 线性干扰观测器 为了能够主动抑制直流链路负载干扰进而提高系统性能，改进型的线性干扰 观测器设计如下： C˙ ˆz=Kldo(u+βˆez),(3-3) ˆez=z−ˆz,(3-4) 其中ˆz为z的估计值，β和Kldo为观测器参数且Kldo ≥1。因此系统的观测误差动态可 以表示为： - 39 - 哈尔滨工业大学工学博士学位论文 表3-1 系统参数 Table3-1 Plant parameters 参数 数值描述 fs20 采样频率(kHz) fsw 10 开关频率(kHz) RL{180, 120, 240}负载电阻(Ω) C{3400, 1700}直流输出电容(µF) L15 滤波电感(mH) f50 电网频率(Hz) vabc 400 电网线电压(V) V* dc 700 直流输出电压参考值(V) 表3-2 电压调节环控制器参数 Table3-2 Controller parameters of voltage regulation loop PI控制LDO-PI Kpv =0.06 Kpv =0.06 Kiv =0.8Kiv =0.2 β=0.02 Kldo ={20,40,80} 表3-3 电流跟踪环控制器参数 Table3-3 Controller parameters of current tracking loop d轴q轴 KpId =15 KpIq =15 KiId =400 KiIq =400 - 46 - 第3章基于改进型线性干扰观测器的直流电压调节 的性能。当负载接入后，相比与传统PI，LDO-PI可以获得更小的直流电压压降 和更短的过渡时间（这里的过渡时间定义为直流电压到达稳态区域内，即参考 值±1%）。在干扰观测器的作用下，系统的暂态性能有了明显的提高，直流电压压 降减小了一半以上，过渡时间也缩短了一半以上。 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 时间 (s) 630 640 650 660 670 680 690 700 710 720 直流链路电压 (V) 传统 PI Kldo=20 Kldo=40 Kldo=80 稳态区间 参考值 传统 PI Kldo=20 Kldo=40 Kldo=80 图3-8 标称工况下的直流链路电压响应（RL=180Ω,C=3400 µF） Fig.3-8 Vdc response of nominal power case (RL=180 Ω,C=3400µF) 同时，LDO-PI作用下的电流总谐波畸变与传统PI控制的相似。更重要的是， 可以注意到Kldo越大，过渡过程越快，这与前面的理论分析吻合。 图3-9为LDO-PI（Kldo =80）和传统PI作用下的电网电流谐波分布，可以看 到LDO-PI维持了相似的谐波分布和总畸变水平。Kldo =20和Kldo =40也能得到类 似的谐波情况，在此略去。 (a) (b) 图3-9 标称工况下的电流谐波分布（RL=180Ω,C=3400 µF）：LDO-PI（Kldo =80） Fig.3-9 Obtained current harmonic spectrum with RL=180 Ωand C=3400µF: LDO-PI - 47 - 哈尔滨工业大学工学博士学位论文 （2）小电容工况（RL=180Ω，C=1700µF） 考虑到实际应用中，直流链路电容的容值也会发生变化。因此在这个工况下， 将标称工况中的大电容替换成电容值减半的小电容，以检验LDO-PI是否对电容变 化具有鲁棒性。 如图3-10所示，此工况下的实验结果与标称工况的结果一致，LDO-PI在直流 电压过渡过程中表现出了比传统PI的明显优势，即直流电压压降和过渡时间均减 小了一半以上，同时又能维持较低的电流畸变水平。此工况下的电流谐波分布与 标称工况下的类似，在此略去。 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 时间 (s) 630 640 650 660 670 680 690 700 710 720 直流链路电压 (V) 参考值 传统 PI 传统 PI Kldo=20 Kldo=40 Kldo=80 稳态区间 Kldo=20 Kldo=40 Kldo=80 图3-10 标称工况下电容下降时的直流链路电压响应（RL=180Ω,C=1700 µF） Fig.3-10 Vdc response of nominal power case with reduced capacitor (RL=180 Ω,C=1700µF) 上述结果表明，LDO-PI对电容值大范围变化具有鲁棒性。 更重要的是，比较图3-8和图3-10，可以看到，LDO-PI下小电容工况的直流 电压响应仍然要比传统PI作用下标称工况的有明显优势，表现在小得多的电压压 降和少得多的过渡时间。因此可以得出结论，即使直流端电容的容值大幅减小， LDO-PI仍然可以获得比传统PI更好的性能。因此，若采用LDO-PI，变换器可以采 用较小容值的直流电容，从而降低变换器的重量、体积和成本。 （3）大负载工况（RL=120Ω，C={3400,1700}µF） 如前文所述，在实际应用中，负载干扰会在大范围内变化。这部分将检 验LDO-PI在外界负载高于标称工况时的性能，此时负载提升到约4kW。 如图3-11和图3-12所示，LDO-PI在大负载工况下保持了控制性能，并且显示 了比传统PI有明显的性能提升。与标称工况相比，由于电气惯量增大，大负载工 - 48 - 第3章基于改进型线性干扰观测器的直流电压调节 况下的电压暂态响应要更慢一些。在此工况下，LDO-PI和传统PI控制的电流畸变 水平基本一样，均为1.2%，所获得的谐波分布也与标称工况的相似，因而略去。 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 时间 (s) 630 640 650 660 670 680 690 700 710 720 直流链路电压 (V) 传统 PI Kldo=20 Kldo=40 Kldo=80 稳态区间 参考值 传统 PI Kldo=20 Kldo=40 Kldo=80 图3-11 大负载工况下的直流链路电压响应（RL=120Ω,C=3400 µF） Fig.3-11 Vdc response of nominal power case (RL=120 Ω,C=3400µF) 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 时间 (s) 630 640 650 660 670 680 690 700 710 720 直流链路电压 (V) 参考值 传统 PI Kldo=20 Kldo=40 Kldo=80 传统 PI Kldo=20 Kldo=40 Kldo=80 稳态区间 图3-12 大负载工况下电容下降时的直流链路电压响应（RL=120Ω,C=1700 µF） Fig.3-12 Vdc response of nominal power case with reduced capacitor (RL=120 Ω,C=1700µF) （4）小负载工况（RL=240Ω，C={3400,1700}µF） 实际应用中，负载干扰有时会比标称负载要小。这小节将检验LDO-PI在外界 负载低于标称工况时的性能，此时负载降低至约2kW。 从图3-13和图3-14可以看出，LDO-PI在小负载工况下同样保持了控制性能。 由于负载功率降低，直流电压暂态响应比标称工况时要快。跟前几个工况一样， - 49 - 哈尔滨工业大学工学博士学位论文 LDO-PI显示了比传统PI极为明显的性能提升。与前面一样，LDO-PI和传统PI作用 下的电流畸变水平（约1.6%）和谐波分布情况基本一样。 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 时间 (s) 630 640 650 660 670 680 690 700 710 720 直流链路电压 (V) 传统 PI Kldo=20 Kldo=40 Kldo=80 稳态区间 参考值 传统 PI Kldo=20 Kldo=40 Kldo=80 图3-13 小负载工况下的直流链路电压响应（RL=240Ω,C=3400 µF） Fig.3-13 Vdc response of nominal power case (RL=240 Ω,C=3400µF) 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 时间 (s) 630 640 650 660 670 680 690 700 710 720 直流链路电压 (V) 传统 PI Kldo=20 Kldo=40 Kldo=80 稳态区间 参考值 传统 PI Kldo=20 Kldo=40 Kldo=80 图3-14 小负载工况下电容下降时的直流链路电压响应（RL=240Ω,C=1700 µF） Fig.3-14 Vdc response of nominal power case with reduced capacitor (RL=240 Ω,C=1700µF) 所有的实验结果都汇总在表3-4和表3-5。 3.5 本章小结 本章研究了联网三相两电平功率变换器的直流链路电压调节问题。在电压调 - 50 - 第3章基于改进型线性干扰观测器的直流电压调节 表3-4 标称电容时的实验结果汇总 Table3-4 Summary of experiment results with nominal capacitor 负载控制器Vdc压降Vdc过冲过渡时间电流THD RL=180Ω PI控制41V 0V 260ms 1.4 % Kldo =20 21V 13 V 190ms 1.4% Kldo =40 18V 12 V 120ms 1.5% Kldo =80 15V 10 V 70ms 1.2% RL=120Ω PI控制58V 0V 280ms 1.1 % Kldo =20 31V 10 V 200ms 1.2% Kldo =40 25V 8V 140ms 1.2% Kldo =80 20V 6V 80ms 1.2 % RL=240Ω PI控制32V 0V 250ms 1.6 % Kldo =20 16V 10 V 120ms 1.5% Kldo =40 14V 10 V 100ms 1.6% Kldo =80 11V 9V 60ms 1.3 % 表3-5 小电容时的实验结果汇总 Table3-5 Summary of experiment results with small capacitor 负载控制器Vdc压降Vdc过冲过渡时间电流THD RL=180Ω PI控制48V 0V 220ms 1.3 % Kldo =20 26V 16 V 100ms 1.3% Kldo =40 23V 14 V 80ms 1.3% Kldo =80 18V 14 V 60ms 1.3% RL=120Ω PI控制67V 0V 260ms 1.1 % Kldo =20 40V 13 V 120ms 1.1% Kldo =40 33V 13 V 100ms 1.2% Kldo =80 29V 10 V 60ms 1.1% RL=240Ω PI控制35V 0V 200ms 1.4 % Kldo =20 22V 9V 80ms 1.6 % Kldo =40 18V 11 V 70ms 1.6% Kldo =80 16V 11 V 60ms 1.5% - 51 - 哈尔滨工业大学工学博士学位论文 节环，设计了改进型线性干扰观测器（LDO），用于估计外界干扰的值并将干扰估 计值补偿到PI控制器中。在给出了干扰观测器的表达式后，对电压调节环进行了 全闭环系统分析，从理论上验证了LDO-PI的有效性和先进性。相比于第二章的线 性观测器，本章所设计的线性干扰有两个参数，一个用于维持稳态THD，另一个 用于保证更好的暂态响应。建立了包含控制器和观测器的闭环模型，并基于此分 析了系统的稳定性和状态响应。可以看到，只要Kldo ≥1，系统就是稳定的，而 且当Kldo增大或者当负载干扰减小时，系统响应速度加快。为了测试LDO-PI在实 际应用中的控制性能，在一台5kVA的联网功率变换器上进行了实验验证。采用 了三个不同阻值的负载和两个不同容值的直流电容，组合成不同的运行工况，以 测试LDO-PI的鲁棒性能。理论分析和实验验证结果表明：（1）LDO-PI对负载变 化和直流端电容变化均具有鲁棒性；（2）LDO-PI比传统PI控制器具有较大的优越 性；（3）观测器的参数越大，暂态过程越快，同时又不影响系统稳态时的电流畸 变水平；（4）LDO-PI在较小直流电容时也能获得比传统PI在较大直流电容时更好 的控制性能，采用LDO-PI可以使功率变换器采用更小的直流电容，从而降低功率 变换器的重量、体积和成本。在下一章中，将研究非线性的改进型滑模干扰观测 器对于功率变换器的直流链路电压调节性能的提升作用。 - 52 - 第4章基于改进型滑模干扰观测器的直流电压调节 第4章基于改进型滑模干扰观测器的直流电压调节 4.1 引言 在第二章的仿真结果中，可以看到二阶滑模观测器的干扰观测性能最好，能 够为滑模控制器提供最佳的补偿效果。即便如此，它也存在与第二章的线性观测 器同样的缺点，即，如果需要加快对干扰的观测速度，就需要增加它的观测器参 数，从而导致更高的稳态电流谐波畸变水平。借鉴第三章的思路，本章提出了一 种改进型滑模观测器，该滑模观测器具有以下特点： •与第二章的滑模观测器相比，改进的滑模观测器新增加了一个调节参数， 用于提升系统的暂态响应而不影响系统的稳态性能，原有的两个参数则用 于保持系统的稳态性能。这样有利于缩短系统受到扰动之后的过渡时间， 同时又能够维持较低水平的电网电流谐波畸变水平。 •与第三章的改进型线性干扰观测器相比，非线性的改进型滑模观测器具有 更快的收敛速度和对系统不确定性的鲁棒性能。 在本章中，设计了基于改进型滑模观测器的滑模控制策略，用于调节联网三 相两电平功率变换器的直流链路电压。在电压调节环，改进型滑模观测器（SMO） 补偿所采用的超螺旋滑模控制器。该滑模观测器用于估计突然接入直流链路并引 起电压波动的负载值。负载估计值将用于补偿电压调节环的控制器，因此电压调 节环对外部负载干扰有更强的鲁棒性，从而大大降低负载对系统的扰动效应。 本章通过Lyapunov方法证明了SMO-SMC控制下电压调节环的稳定性，并且通 过仿真证明了此控制策略的有效性和优越性，并进一步在一个5 kW的实际联网功 率变换器上进行了实验。实验结果表明，SMO-SMC控制策略与传统PI控制策略相 比，显著提升了电压调节环的控制性能，而且对由于外部负载变化和直流输出电 容容值变化所引起的工作点变动具有更强的鲁棒性。 4.2 控制策略 与前一章一样，本章采用电压定向控制串联控制结构。图4-1为电压调节环的 结构，与上一章不同的是，本章的控制器采用的是超螺旋滑模控制器，观测器采 用的是改进后的滑模观测器。本章主要关注于电压调节环的控制性能提升，因此 电流跟踪环采用传统PI控制器。 - 53 - 哈尔滨工业大学工学博士学位论文   12 2 * ()pu ˆ z ˆ d 滑模 观测器 超螺旋 滑模控制器       * dc V * z  dc z dc V   12 2 图4-1 电压调节环：基于滑模观测器的超螺旋滑模控制 Fig.4-1 Voltage regulation loop: super-twisting SMC based on SMO 4.2.1 电压调节环 图4-1为电压调节环的控制结构图，包括两个主要部分，即前向通路的超螺旋 滑模控制器和用于估计外界干扰值的滑模观测器。µdc为超螺旋滑模控制器输出信 号，ˆ d为滑模观测器信号，u为电压调节环最终输出控制信号。与第三章一样，结 合式(2-16)，(2-17)以及相关定义，可以得到如下电压调节环动态方程： C˙z=u−d=µdc +ˆ d−d,(4-1) 其中µdc为滑模控制器输出的信号，ˆ d为滑模观测器估计的干扰值。将电压调节环 的误差信号定义如下： e=z*−z,(4-2) 则超螺旋滑模控制器可以设计为[57]: µdc =λc|e|1 2sign(e)+αc∫︁t 0 sign(e)dt.(4-3) 4.2.2 滑模干扰观测器 将滑模干扰观测器设计如下： ⎧ ⎪ ⎪ ⎪ ⎨ ⎪ ⎪ ⎪ ⎩ C˙ ˆz=Ko(u+f(ˆe)), ˆe=z−ˆz,(4-4) 其中ˆz为z的估计值，ˆe为观测误差，Ko为观测器外部参数，f(ˆe)为观测器校正项， 该校正项采用如下二阶滑模的形式： f(ˆe)=λo|ˆe|1 2sign(ˆe)+αo∫︁t 0 sign(ˆe)dt,(4-5) 其中λo和αo为观测器内部参数。可以看出，观测器的动态由Ko、λo和αo共同决定， 任意增大其中一个，观测器动态都会加快。 因此观测误差动态可以表示为： - 54 - 第4章基于改进型滑模干扰观测器的直流电压调节 C˙ ˆe=(1 −Ko)u−Kof(ˆe)−d.(4-6) 根据式(4-4)，ˆz将收敛至z，使得ˆe=0且˙ ˆe=0。基于式(4-1)，可知在稳态时u= d。因此，从式(4-6)可以看出稳态时d=−f(ˆe)。基于上述情况，外界干扰可以按下 式估计： ˆ d=−f(ˆe).(4-7) 注解4.1 上式(4-7)表示干扰的估计值仅依赖于λo和αo。考虑到在系统稳态时，ˆ d是 控制信号u的主要组成部分，因此对于相同的λo和αo，电流畸变水平也会一样。引 入Ko的目的在于加快ˆz的动态，即Ko越大，z越快被准确估计，进而干扰也被越快 地准确估计，从而加快系统的收敛速度。此观测器的优点在于，Ko可以用于加快 系统的暂态过程，而λo和αo可以采用较小值从而保持较低的电流畸变水平。 4.2.3 电压调节环稳定性分析 稳定性分析包括两个部分，即控制器稳定性分析和干扰观测器稳定性分析。 （1）控制器稳定性分析 假设z*为恒定值，根据式(4-1)-(4-2)，控制器的误差动态可以写成 C˙e=−µdc −ˆ d+d,(4-8) 进而根据式(4-3)改写为 C˙e1=−λc|e1|1 2sign(e1)+e2, ˙e2=−αcsign(e1)+h(t), (4-9) 其中h(t)=˙ d−˙ ˆ d，且假定其有界，即|h(t)| ≤ δ。 注解4.2 这个假设基于以下两点：（1）˙ d是有界的，原因是直流端存在的电容使得 负载只能连续地变化；（2）˙ ˆ d是也是有界的，因为观测器的状态会在有限时间内收 敛到原点，这将在后面证明。值得一提的是，由于具有有限时间收敛性，分离原 则可以适用，即，控制器和观测器各自的收敛性可以保证整个系统的收敛性。 定理4.1 如果|h(t)| ≤ δ且控制器参数满足 λc>0, αc>3δ+2(︃δ λc)︃2 ,(4-10) 则控制器状态能在有限时间内收敛到原点，且收敛时间最多为T=2V1 2(e0) γ单位时 间，其中e0为控制器的初始状态，γ=λ 1 2 min{P}min{λmin{¯ Q1}, λmin{¯ Q2}} λmax{P}，其中 - 55 - 哈尔滨工业大学工学博士学位论文 为40ms，远小于PI控制器作用下的过渡时间（230ms）。值得注意的是，图4-5的 实验结果与前一节的仿真结果具有高度的一致性，因此仿真结果得到了实验验证， 也可以看出，仿真模型准确地表达了联网变换器实际的物理系统，是可信的，可 以用于指导实际系统的控制器设计。 00.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 时间 (s) 625 645 665 685 705 725 直流链路电压 (V) 参考值 SMO-SMC 传统PI SMO-SMC 传统PI 图4-5 标称工况下的直流链路电压响应（RL=180Ω,C=3400 µF） Fig.4-5 Vdc response of nominal power case (RL=180 Ω,C=3400µF) 图4-6和图4-7为SMO-SMC和传统PI控制作用下所获得的电流谐波分布，可以 看到，两种控制策略作用下的稳态电流谐波分量和总畸变水平基本一样。 从上述结果可以看出，与传统PI控制相比，SMO-SMC可以大大地提高直流链 路电压的暂态响应，它能获得较小的电压压降和较短的过渡时间，同时又能维持 较低的电流畸变水平。 （2）小电容工况（RL=180Ω，C=1700µF） 在这一小节，标称工况中的大电容替换成仅有一半容值的小电容，用以测 试SMO-SMC对于电容变化的鲁棒性。 如图4-8所示，SMO-SMC对电容变化具有良好的鲁棒性，且在很大程度上优 于PI控制。SMO-SMC作用下的电压压降仅为PI作用下的1/3，过渡时间仅为PI控 制的1/10。与标称工况相比，两种控制器的压降均有增大，过渡时间变短，这是 由于电容减小意味着电气惯量降低。 电容减小后的稳态电流畸变水平保持不变，电流谐波分布也与标称工况下的 基本一样，在此略去。 对比SMO-SMC在小电容工况下和PI在标称工况下所得到的直流链路电压暂态 响应，可以看到，SMO-SMC的性能在很大程度上优于PI控制，与前一节的仿真结 - 62 - 第4章基于改进型滑模干扰观测器的直流电压调节 图4-6 标称工况下的电流谐波分布（RL=180Ω,C=3400 µF）：SMO-SMC Fig.4-6 Obtained current harmonic spectrum with RL=180 Ωand C=3400µF: SMO-SMC 图4-7 标称工况下的电流谐波分布（RL=180Ω,C=3400 µF）：PI控制 Fig.4-7 Obtained current harmonic spectrum with RL=180 Ωand C=3400µF: conv. PI 00.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 时间 (s) 625 645 665 685 705 725 直流链路电压 (V) 参考值 SMO-SMC 传统PI SMO-SMC 传统PI 图4-8 标称工况下电容下降时的直流链路电压响应（RL=180Ω,C=1700 µF） Fig.4-8 Vdc response of nominal power case with reduced capacitor (RL=180 Ω,C=1700µF) - 63 - 哈尔滨工业大学工学博士学位论文 果完全一致。 （3）大负载工况（RL=120Ω，C={3400,1700}µF） 在这一小节，外部负载增加到约4 kW，以测试SMO-SMC在负载增加时的控 制性能。 图4-9和图4-10分别为大电容和小电容工况下阶跃负载扰动后的直流链路电压 响应。此工况的实验结果与标称工况下的一致，即SMO-SMC的表现明显优于PI控 制。对于大电容工况，SMO-SMC的压降为PI的1/3，过渡时间为1/4；对于小电容 工况，SMO-SMC的压降为PI的1/2，过渡时间为1/5。与标称工况相比，由于负载 的增大，整体暂态响应变慢。 00.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 时间 (s) 625 645 665 685 705 725 直流链路电压 (V) 参考值 SMO-SMC 传统PI SMO-SMC 传统PI 图4-9 大负载工况下的直流链路电压响应（RL=120Ω,C=3400 µF） Fig.4-9 Vdc response of nominal power case (RL=120 Ω,C=3400µF) 两种电容工况下所获得的电流总畸变水平一样，均为1.1%。与标称工况一 样，电容变小后的稳态电流畸变水平基本不变，而且谐波分布与标称工况的也相 似。因此，可以看出SMO-SMC在负载增加后保持了良好的控制性能。 （4）小负载工况（RL=240Ω，C={3400,1700}µF） 与上一小节相反，这一小节旨在测试SMO-SMC在小负载情况下的性能，此时 的负载降低至约2kW。 两种电容工况下的直流链路电压响应分别见图4-11和图4-12。由于负载的下 降，直流链路电压响应比标称工况下的更快。与前述的几种工况一样，不论电容 值大小，SMO-SMC比PI的控制性能要优越得多。同样，得到的谐波分布与标称工 况下相似。 综合上述内容，可以总结出，SMO-SMC对负载变化具有良好的鲁棒性。 - 64 - 第4章基于改进型滑模干扰观测器的直流电压调节 00.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 时间 (s) 625 645 665 685 705 725 直流链路电压 (V) 参考值 SMO-SMC 传统PI SMO-SMC 传统PI 图4-10 大负载工况下电容下降时的直流链路电压响应（RL=120Ω,C=1700 µF） Fig.4-10 Vdc response of nominal power case with reduced capacitor (RL=120 Ω,C=1700µF) 00.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 时间 (s) 625 645 665 685 705 725 直流链路电压 (V) 参考值 SMO-SMC 传统PI SMO-SMC 传统PI 图4-11 小负载工况下的直流链路电压响应（RL=240Ω,C=3400 µF） Fig.4-11 Vdc response of nominal power case (RL=240 Ω,C=3400µF) - 65 - 哈尔滨工业大学工学博士学位论文 00.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 时间 (s) 625 645 665 685 705 725 直流链路电压 (V) 参考值 SMO-SMC 传统PI SMO-SMC 传统PI 图4-12 小负载工况下电容下降时的直流链路电压响应（RL=240Ω,C=1700 µF） Fig.4-12 Vdc response of nominal power case with reduced capacitor (RL=240 Ω,C=1700µF) 详细的实验结果汇总于表4-4、表4-5。 表4-4 标称电容时的实验结果汇总 Table4-4 Summary of experiment results with nominal capacitor 负载控制器Vdc压降Vdc过冲过渡时间电流THD RL=180ΩSMO-SMC 10 V 5 V 40 ms 1.2 % PI控制41V 0V 230ms 1.3 % RL=120ΩSMO-SMC 19 V 0 V 60 ms 1.1 % PI控制58V 0V 240ms 1.1 % RL=240ΩSMO-SMC 9 V 4V 30 ms 1.6% PI控制29V 0V 210ms 1.7 % 4.5 本章小结 本章提出了一种基于改进型滑模观测器（SMO）的滑模控制策略，用于联 网三相两电平功率变换器的直流链路电压调节。与第二章的滑模观测器相比，改 进的滑模观测器新增加了一个调节参数，用于提升系统的暂态响应而不影响系统 的稳态性能，原有的两个参数则用于保持系统的稳态性能。与第三章的改进型线 性干扰观测器相比，非线性的改进型滑模观测器具有更快的收敛速度和对系统不 确定性的鲁棒性能。电压调节环的控制器采用超螺旋滑模控制器。SMO-SMC作 用下的电压调节环稳定性通过Lyapunov方法得到了证明。通过仿真验证了SMO- - 66 - 第4章基于改进型滑模干扰观测器的直流电压调节 表4-5 小电容时的实验结果汇总 Table4-5 Summary of experiment results with small capacitor 负载控制器Vdc压降Vdc过冲过渡时间电流THD RL=180ΩSMO-SMC 14 V 7 V 20 ms 1.2 % PI控制47V 0V 200ms 1.3 % RL=120ΩSMO-SMC 31 V 7 V 40 ms 1.1 % PI控制67V 0V 200ms 1.1 % RL=240ΩSMO-SMC 10 V 5 V 20 ms 1.5 % PI控制29V 0V 210ms 1.7 % SMC的有效性，同时显示了SMO-SMC在标称工况和小电容工况下的控制性能均 在很大程度上优于传统PI控制。最后，在一台5kW的联网功率变换器上进行了 一系列实验以验证SMO-SMC在实际应用中的有效性。实验结果表明：（1）与传 统PI控制器相比，SMO-SMC大大提升了功率变换器的直流链路电压调节性能，同 时又能维持较低的电流畸变水平；（2）SMO-SMC对外界负载和电流电容的变化 有很强的鲁棒性。在下一章中，将研究带自适应律的超螺旋滑模控制器，并结 合H∞控制技术实现对功率变换器的控制。 - 67 - 哈尔滨工业大学工学博士学位论文 第5章基于自适应超螺旋滑模算法的H∞控制 5.1 引言 基于状态空间的现代控制理论，其数学结构严谨，对设计指标有明确的描述 方式，可以为工程实践提供解析的设计手段。然而，由于它完全依赖于被控对象 动态特性的数学模型。可以知道，这样设计出来的控制器只能对数学模型保证预 期的控制性能，它在实际被控对象中的性能表现取决于数学模型的精确程度，因 此要求被控对象的数学模型能够精确地描述其动态过程。但是，由于客观世界中 总是存在各种不满足理想条件的不确定性因素，因此对实际对象建立的数学模型 会不可避免地存在误差，从而导致现代控制理论的应用受到一定限制[124]。 为了解决这个问题，学者们提出了鲁棒控制的概念，将被控对象中的不确定 因素包含到系统设计中，即基于非精确数学模型设计控制器。具体方法是，假设 数学模型参数与实际对象参数存在一定范围内的误差，那么就将这个误差一并加 入到数学模型中，然后通过解析手段设计控制器，使得系统对这一误差范围内的 所有被控制对象均能达到理想的性能指标。目前解决鲁棒控制问题比较成功并且 比较完善的理论体系是H∞鲁棒控制理论，由Doyle等学者提出[125]，它包括鲁棒稳 定问题和干扰抑制问题。 图5-1为H∞状态反馈控制系统，其中P(s)为被控对象，K为控制器，u(t)为控制 信号，x(t)为状态变量，ω(t)为干扰信号，z(t)为输出信号。H∞状态反馈控制问题可 以定义为：对于给定的被控对象P(s)，设计一个状态反馈镇定控制器u(t)=Kx(t)， 使得从干扰输入信号ω(t)到输出信号z(t)闭环传递函数的H∞范数小于给定的性能指 标γ，即‖Tzω(s)‖∞< γ。 对象 ()Ps ()t  ()ut ()zt ()xt 控制器 K 图5-1 H∞状态反馈控制 Fig.5-1 H∞state feedback control - 68 - 第5章基于自适应超螺旋滑模算法的H∞控制 如前文所述，当系统同时存在参数不确定性和外界干扰时，可以通过H∞状态 反馈控制器来镇定系统并满足一定的干扰抑制性能要求。 设被控对象的动态模型如下： ˙x=(A+ ∆A)x+B1ω+B2u,(5-1) z=C1x+D12u,(5-2) 其中∆A为参数不确定性。 假设对于任意给定的T>0，ω(t)为有界信号，满足： ∫︁T 0 ωT(t)ω(t)dt <∞.(5-3) H∞状态反馈控制器的设计指标可以描述为： （1）当ω(t)=0时，闭环系统二次稳定。 （2）当∆A=0时，闭环系统满足干扰抑制性能抑制指标γ，即 ∫︁T 0 zT(t)z(t)dt < γ ∫︁T 0 ωT(t)ω(t)dt.(5-4) 在前面的几章中，功率变换器系统模型中的参数都假设是确定的。然而在实 际应用中，变换器模型通常是基于一些假设条件获得的，例如各电子器件的特性 不随时间变化。可以看出，这样获得的模型是不精确的，其行为在某些工作条件 下会与实际系统的行为偏差较大。因此，设计的控制器应当对模型的参数不确定 性具有鲁棒性。基于这个原因，参数不确定性应当考虑到系统模型中，这些不确 定性来自滤波电感L，滤波电感串联内阻r，以及电网角频率ω。上述这些参数变化 情况表示如下： L=L0+ ∆L,r=r0+ ∆r, ω =ω0+ ∆ω, (5-5) 其中L0、r0和ω0为标称值，∆L、∆r和∆ω为参数浮动值，可认为是未知缓变信号。 另一方面，前面几章中采用的超螺旋滑模算法固然有良好的控制效果，但也 存在一定的不足，即在选择控制参数时需要已知外界干扰导数的上限值。然而在 许多实际应用系统中，外界干扰导数的上限值（即Lipschitz常数）很难获得，因此 自适应超螺旋算法应运而生。自适应超螺旋算法包含两部分，一部分取自传统超 螺旋滑模算法，另一部分取自线性PI算法[114, 123]。自适应超螺旋算法的控制参数 将适应滑动模态的情况动态调整，因此不需要已知外界干扰导数的上限值[63, 126]。 基于上述原因，本章同时考虑负载变化和功率变换器系统的参数不确定性， 设计了一种基于自适应超螺旋滑模算法（ASTA）的H∞鲁棒控制方法，用于联 网三相两电平功率变换器的控制。本章采用电压定向串联控制结构，即直流 - 69 - 哈尔滨工业大学工学博士学位论文 链路电压调节环和电网电流跟踪环。电压调节环采用线性扩展状态观测器来补 偿H∞控制器，用于调节直流链路电压至其参考值。在电流跟踪环，采用两个基 于自适应超螺旋算法的控制器，以驱使电网电流在有限时间内跟踪到参考值。采 用Lyapunov方法分析了闭环系统在有限时间收敛。由于采用了自适应超螺旋算法， 外界干扰时间导数的上限值不需要预先知晓。仿真结果表明，当存在负载变化和 参数不确定性时，所提出的自适应超螺旋H∞控制比传统的PI控制有更好的控制性 能和鲁棒性。 5.2 控制策略 本章基于自适应控制技术和H∞控制技术，针对三相两电平功率变换器构造了 基于自适应滑模算法的H∞控制结构，在电压调节环采用了扩展状态观测器，在电 流跟踪环采用了自适应滑模控制器。 5.2.1 电压调节环   12 2 u 1 ˆ z 扩展状态 观测器 控制       * dc V * 1 z  dc 1 z dc V   12 2 H 2 ˆ z 图5-2 电压调节环：基于扩展状态观测器的H∞控制 Fig.5-2 Voltage regulation loop: H∞control based on ESO 图5-2为电压调节环，可以看到控制器基于H∞控制构造，同时采用了线性扩展 状态观测器估计外部干扰。结合第二章中关于线性扩展状态观测器的部分，再次 将直流链路电压动态列写如下： C˙z1=u−d.(5-6) （1）设计扩展状态观测器 根据系统(5-6)，将外界干扰考虑为系统增广的一个状态，且该状态的导数为 有界函数h(t)，即满足： ⎧ ⎪ ⎪ ⎪ ⎨ ⎪ ⎪ ⎪ ⎩ ˙z1=u−z2, ˙z2=h(t),(5-7) - 70 - 第5章基于自适应超螺旋滑模算法的H∞控制 则可以为系统(5-7)设计如下形式的扩展状态观测器[107]： ⎧ ⎪ ⎪ ⎪ ⎨ ⎪ ⎪ ⎪ ⎩ ˙ ˆz1=u−ˆz2+β1e1, ˙ ˆz2=−β2e2,(5-8) 其中ˆz=[ˆz1ˆz2]T为系统状态z=[z1z2]T的估计值，e1=z1−ˆz1为z1的观测误差，注意 这里用e1作为观测器的校正项是因为z1是可测量输出。β1和β2为正值观测器参数， 将在后面确定。 定义e2=z2−ˆz2，从(5-7)和(5-8)可以得到观测误差动态如下： ⎧ ⎪ ⎪ ⎪ ⎨ ⎪ ⎪ ⎪ ⎩ ˙e1=−β1e1−e2, ˙e2=β2e1+h(t).(5-9) 则误差动态系统(5-9)可以简化为如下形式： ˙eeso =Aeeso +ψ(t),(5-10) 其中eeso =[︂e1e2]︂T ，矩阵A=⎡⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎣−β1−1 β20⎤⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎦ 。参数β1和β2应当满足矩阵A是Hurwitz矩阵 且ψ(t)=[︂0h(t)]︂T 。 引理5.1 假设外界干扰d(t)的导数为有界函数h(t)，则观测误差eeso也关于某些正 数ρ和T有界 ‖eeso‖≤ρ, ∀t≥T.(5-11) 证明：方程(5-10)的解可以写为[127]： eeso(t)=e(t−t0)A eso eeso (t0)+∫︁t t0 e(t−τ)A eso ψ(τ)dτ, (5-12) 其中t0为初始时刻。根据上界  e(t−t0)A eso   ≤ηe−β(t−t0) eso ,其中η, β为正数。可以得到 ‖eeso (t)‖≤ηe−β(t−t0) eso ‖eeso (t0)‖+∫︁t t0 ηe−β(t−τ) eso ‖ψ(τ)‖dτ ≤ηe−β(t−t0) eso ‖eeso (t0)‖+η βsup t0≤τ≤t‖ψ(τ)‖.(5-13) 根据(5-13)，可以看出‖eeso‖≤ρ，∀t≥T>0,其中ρ为依赖于η， β和sup‖ψ(τ)‖的某个正常数。 （2）基于H∞技术的电压调节环设计 定义直流链路电压跟踪误差为e=z*−z。因此电压调节环的H∞控制目标可以 描述为：基于干扰估计误差e2(t)设计一个控制器，使得下面两个目标得到满足： •得到的e动态渐近稳定，且估计误差e2(t)=0； •在零初始条件下，当存在非零观测误差e2(t)∈l2[0,∞)时，下式成立： - 71 - 哈尔滨工业大学工学博士学位论文 5.3 仿真验证 在这一小节，对图2-1所示的三相两电平功率变换器进行多速率仿真。仿真对 比了ASTA-H∞控制策略和传统PI控制器的性能，以体现其有效性。之所以采用多 速率仿真，是基于以下两个实际应用因素： 1. 仿真速率f1（代表连续时间的变换器系统）比控制器更新速率f2（代表离散 时间的控制器）高两个数量级。 2. 功率开关的开关频率f3与控制器更新速率f2一致。 表5-1为仿真参数，负载干扰类型为阻性负载，在t=0.6s 时接入直流端，滤波 电感的值设置为偏离其标称值20%以验证ASTA-H∞的鲁棒性。在0∼0.15 s时间段 内，功率变换器完成预充电，预充电完成后控制器开始运行。ASTA-H∞控制器参 数和线性PI控制器参数分别见表5-2和表5-3，这些参数满足内环比外环动态要快得 多。 表5-1 仿真参数 Table5-1 Simulation parameters 参数 数值描述 f11·106仿真速率(Hz) f21·104控制器更新速率(Hz) f31·104PWM信号速率(Hz) r0.01 滤波电感串联内阻(Ω) RL30 负载阻值(Ω) C3300 直流电容(µF) L2滤波电感(mH) f50 电网频率(Hz) E400 电网电压幅值(V) V* dc 750 直流链路电压参考值(V) 图5-4-5-8为ASTA-H∞控制策略和线性PI控制器的对比仿真结果。直流输出电 压的动态调节性能和跟踪误差见图5-4，可以看出，ASTA-H∞控制策略作用下的直 流链路电压暂态响应比PI控制器的快得多。不仅如此，当负载在t=0.6s接入时， ASTA-H∞作用下的电压过冲比PI控制的也要低很多，PI作用时为78 V，而ASTA- H∞作用时仅为18 V。因此，当受到负载干扰时，ASTA-H∞控制策略更有能力将直 流链路电压恢复到参考值。 电网电流id、iq在受到负载干扰和物理参数变化时的暂态响应见图5-5-5-6。可 - 78 - 第5章基于自适应超螺旋滑模算法的H∞控制 表5-2 ASTA-H∞控制器参数 Table5-2 ASTA-H∞Control parameters 控制环参数 数值 (︀λd0, αd0)︀(6,80) (︀kλd0,kαd0)︀(0.2,10) 电流跟踪环(︀λq0, αq0)︀(6,80) (︀kλq0,kαq0)︀(0.2,10) (d, q)(︀55,55)︀ 电压调节环K68.66 (︀κ1, κ2)︀ (︀0.6·103,3.6·105)︀ 表5-3 PI控制器参数 Table5-3 PI Control parameters 控制环参数 数值 电流跟踪环(︀kpicd,kpicq)︀ (︀10, 200, 10, 200)︀ 电压调节环(kpv,kiv) (0.2, 5) 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1 0 100 200 300 400 500 600 700 800 直流链路电压 (V) 0.55 0.6 0.65 0.7 0.75 0.8 680 700 720 740 0.75 0.8 0.85 0.9 0.95 1 746 748 750 752 图5-4 直流链路电压暂态响应 Fig.5-4 Transient response of the dc-link capacitor voltage - 79 - 哈尔滨工业大学工学博士学位论文 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1 (a) -50 0 50 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1 (b) -50 0 50 图5-5 电网电流id暂态响应：（a）ASTA-H∞；（b）PI控制 Fig.5-5 Transient response of the grid current id: (a) Proposed control and (b) PI control 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1 −5 0 5 (a) iq, i∗ q(A) i∗ q(ASTA) iq(ASTA) 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1 −5 0 5 (b) iq, i∗ q(A) i∗ q(PI) iq(PI) 图5-6 电网电流iq暂态响应：（a）ASTA-H∞；（b）PI控制 Fig.5-6 Transient response of the grid current iq: (a) Proposed control and (b) PI control - 80 - 第5章基于自适应超螺旋滑模算法的H∞控制 0.8 0.81 0.82 0.83 0.84 0.85 0.86 0.87 0.88 0.89 0.9 −50 0 50 100 (a) ia (A), van (V) ia (ASTA) 0.2van (ASTA) 0.8 0.81 0.82 0.83 0.84 0.85 0.86 0.87 0.88 0.89 0.9 −50 0 50 100 (b) ia (A), van(V) ia (PI) 0.2van (PI) 0.84 0.85 0 40 60 0.84 0.85 0 40 60 图5-7 相电流和相电压：（a）ASTA-H∞；（b）PI控制 Fig.5-7 Phase current and source voltage: (a) Proposed control and (b) PI control 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1 (a) 3 3.5 4 4.5 d(t) 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1 (b) 3 3.2 3.4 3.6 q(t) 图5-8 自适应参数Γd、Γq Fig.5-8 Adaptive gains of Γdand Γq - 81 - 哈尔滨工业大学工学博士学位论文 以清楚看出，ASTA-H∞控制策略能获得比线性PI更快的动态。在稳态，电流id保 持在约46.5A，电流iq保持在约0A，保证了单位功率因数。在图5-5和图5-6可以观 察到电流动态的小量过冲和快速收敛，即，当负载电阻在t=0.6s突然接入时， ASTA-H∞作用下的电网电流id、iq比线性PI作用下的收敛得快得多。图5-7的是相 电流ia与相应的相电压Uga。可以看出，两种控制策略均可以达到相电流与相应相 电压无相差。图5-8显示了自适应参数Γd(t)、Γq(t)的变化过程，它们保证了滑模变 量sd、sq的有限时间收敛。自适应超螺旋滑模算法表达式(5-28)中的控制参数在滑 模变量收敛到一定水平后即停止增加。 5.4 本章小结 本章考虑了负载变化和功率变换器系统的参数不确定性，提出了基于自适应 超螺旋算法（ASTA）的H∞鲁棒控制策略。基于同步旋转(d,q)坐标系下的数学模 型，设计了包含电压调节环和电流跟踪环的双环串联控制结构。电压调节环采用 了H∞控制器结合线性扩展状态观测器（ESO）的方法，在负载变化和测量噪声 的情况下实现了对直流链路电压的有效调节。在电流跟踪环则采用了两个基于自 适应超螺旋算法的控制器，用于跟踪d轴和q轴电流。由于采用了自适应超螺旋算 法，外界干扰时间导数的上限值不需要预先知晓，同时电网电流可以在有限时间 内收敛到参考值。采用Lyapunov方法分析了闭环系统的稳定性和有限时间收敛性， 并通过仿真验证了此控制策略的有效性和优越性。在扩展状态观测器的作用下， ASTA-H∞可以达到理想的直流链路电压调节性能和干扰抑制性能。仿真结果表 明，与传统线性PI控制器相比，ASTA-H∞可以获得更好的控制性能，体现在，当 存在参数不确定性和负载变化时，直流链路电压过冲大幅减小而且恢复速度明显 加快。 直至目前，已经在电压定向控制模式下展开了三相两电平功率变换器控制研 究，主要研究了超螺旋滑模算法、线性干扰观测器、滑模干扰观测器、自适应控 制技术和H∞控制技术等方面的内容。接下来的一章将展开三相三电平中性点钳位 变换器（NPC）的控制研究。 - 82 - 第6章三电平中性点钳位功率变换器的控制策略 第6章三电平中性点钳位功率变换器的控制策略 6.1 引言 前面第二章至第五章的控制对象均为三相两电平功率变换器，从本章开始， 将研究三电平中性点钳位功率变换器（NPC）的先进控制策略。 两电平变换器广泛地应用于中、低压领域，在高压应用场合，虽然可以采用 多个开关器件的串并联来缓解器件的过压问题，但这样会带来开关器件的动态/静 态的均压和均流等问题，增加技术上的不确定因素，降低系统可靠性。为了解决 这个问题，学者们开展了三电平乃至更多电平的变换器的研究，以应用于高压大 功率系统。多电平变换器可以大大减少输入电流畸变率，降低系统的对外电磁辐 射，减少能量损耗，提高能源效率。因此，三电平乃至更多电平变换器是今后变 换器技术发展的趋势。 与两电平变换器相比，三电平和多电平变换器的调制电平数增加，调制波形 阶梯数增多，与目标调制波更加接近；调制电平数的增多也降低了输出电压的跳 变；输出电压的谐波含量减少；开关器件的等效开关频率得到提高，进而减少损 耗，提高效率。如图6-1所示，分别为两电平、三电平和多电平变换器的调制电压 波形。可以看到，调制电平数越多，越能逼近目标的输出波形，波形质量越好。 在相同开关频率下，多电平调制波形的谐波分量要小于两电平调制波形；反过来 讲，若想达到相似的波形质量，多电平变换器的开关频率比两电平的要低，这在 大功率应用时可以大大降低能量损耗并且延长器件使用寿命。多电平调制下输出 电压的电平之间电压差较小，因此输出电压具有较小的dv/dt。 本文研究的三电平功率变换器为三相中性点钳位功率变换器，在工业领域也 很常见，其应用范围仅次于前述的两电平变换器，是目前最常用的多电平变换器。 它具有以下优点：（1）与两电平变换器相比，三电平变换器可以输出更高的直流 电压，同时在输出电压端产生更少的低阶谐波；（2）与更高电平的变换器相比， 三电平变换器的电路拓扑相对简单，因而更易于控制、调制和维护[1, 3]。三电平变 换器具有输出功率大、网侧电流谐波含量低、器件电压应力小和系统电磁辐射干 扰低等多方面的优点，因此被广泛应用在各种中/高压大功率场合[129]，例如动车 组变流器、船用变频器等[130]。在相同直流链路电压情况下，三电平变换器功率开 关管的电压承受值比两电平变换器降低一半，可以降低对开关管的耐压要求。 - 83 - 哈尔滨工业大学工学博士学位论文 0 0.005 0.01 0.015 0.02 0.025 0.03 0 1000 0 0.005 0.01 0.015 0.02 0.025 0.03 0 2000 0 0.005 0.01 0.015 0.02 0.025 0.03 0 8000 -1000 -2000 -8000 时间（s） 电压（V） 电压（V）电压（V） (a) (b) (c) 图6-1 两电平、三电平及多电平变换器调制电压 Fig.6-1 Modulated voltage of two-level, three-level and multilevel converters 当然，增加电平需要付出相应的“代价”。相比于两电平变换器，三电平变换 器需要更多的功率开关器件和其他器件，导致成本增加。另一方面，由于存在直 流链路电容电压不均衡的问题，因此需要增加对电容电压的平衡控制。 由于电路器件参数差异、不均衡负载、以及控制算法的影响，电路会向中性 点注入或抽取电流，导致中性点两侧电容的电压不平衡。中性点电压不平衡将 会对交流电压产生低次及偶次谐波，偶次谐波的累积会进一步加剧中性点电压不 平衡，最终使系统不稳定，因此需要进行电容电压平衡控制。电容电压的平衡 控制主要有两种方案：（1）硬件方案，通过挑选硬件或改变电路拓扑实现中性点 电压控制；（2）软件方案，通过优化算法，对中性点电压进行控制。常见的软件 方案为零序分量注入法，它是一种与调制方式无关的电容电压平衡策略，实现方 式为在三相交流侧注入零序电压或电流分量，从而补偿中性点电压。为了能够注 入零序分量，在对三电平变换器进行控制时，需要用到0轴（同步旋转坐标系时） 或γ轴（固定坐标系时）的控制量。 沿续前面几章的控制方式，针对三电平功率变换器，同样采用基于干扰观测 器的控制策略。本章采用的是目前应用较多的线性扩展状态观测器，用于补偿电 压环控制器，以实现变换器的直流链路电压调节。之所以采用线性扩展状态观测 器，一是因为它是自抗扰技术的一个重要成果，目前其理论体系已较为完善和成 - 84 - 第6章三电平中性点钳位功率变换器的控制策略 熟，已经在学术界和工程界广泛采用；二是因为在第二章的观测器对比结果中， 线性扩展状态观测器也表现了良好的干扰观测性能，仅次于滑模观测器。更值得 注意的是，H∞状态反馈控制本质上是一种线性控制，若采用线性扩展状态观测器 对其进行补偿，两者结合起来仍然是一个线性控制器。 由于在直流链路的中性点两侧存在对称的电容，三电平变换器比两电平变换 器要多出一个控制任务，即平衡两个直流电容的电压，因此需要采用三环控制模 式。为了拓展控制模式，本章将在两种控制模式下分别研究三电平变换器的控制 策略，即电压定向控制模式和直接功率控制模式。 d i d u * d i  d           q i * q i  q q u q v * ()pu ˆ z ˆ d 干扰 观测器 电压环 控制器       * dc V * z  dc z dc V * q d v **   q d 22 q d pv v q vv d v q v 电压调节环 电流跟踪环 电流环 控制器 1dc V 1dc V   12 2   12 2 **   q d 22 q d pv v q vv 电流环 控制器   c2 V ub V c1 V 6* 2 Vdc p 电压平衡环 控制器  0 0 u 电容电压平衡环 图6-2 三相三电平中性点钳位功率变换器电压定向控制整体框图 Fig.6-2 Overall VOC diagram of three-phase three-level NPC power converter 图6-2为电压定向控制模式下三相三电平中性点钳位功率变换器的整体控制框 图，包括电压调节环、电流跟踪环和电容电压平衡环。可以看到，在电压定向控 制模式下，三电平中性点钳位变换器比两电平变换器增加了电容电压平衡环。为 了向中性点注入零序分量使得电压平衡，在此控制模式下需要0轴控制量。 图6-3为直接功率控制模式下三相三电平中性点钳位功率变换器的整体控制框 图，包括电压调节环、瞬时功率跟踪环和电容电压平衡环。与电压定向控制模式 不同的是，此模式在(α, β)坐标系下直接对功率进行跟踪，相应地，电容电压平衡 环采用γ轴控制量实现电压平衡。 本章首先在电压定向控制模式下检验线性扩展状态观测器对于变换器控制性 能的提升作用。在电压控制环，线性扩展状态观测器对随机连到变换器直流侧的 负载进行估计，然后将负载估计值补偿到PI控制器。通过仿真验证了线性扩展状 - 85 - 哈尔滨工业大学工学博士学位论文  u           u * ()pu ˆ z ˆ d 干扰 观测器 电压环 控制器       * dc V * z  dc z dc V p 电压调节环 功率跟踪环 功率环 控制器   12 2   12 2 功率环 控制器   c2 V ub V c1 V 6* 2 Vdc p 电压平衡环 控制器    u 电容电压平衡环  q * q   eq   eq   图6-3 三相三电平中性点钳位功率变换器直接功率控制整体框图 Fig.6-3 Overall DPC diagram of three-phase three-level NPC power converter 态观测器的有效性和先进性，为了检验控制方案的鲁棒性，在仿真模型中采用了 三种负载水平，模拟变化范围较大的负载。仿真结果表明：（1）线性扩展状态观 测器可以显著提升电压控制环的控制性能，体现在电压压降减小和过渡时间缩短 方面；（2）线性扩展状态观测器可以提升电压控制环对负载变化的鲁棒性。 鉴于线性扩展状态观测器对于三电平变换器控制的有效性在电压定向控制模 式下得到了验证，进一步把它应用到直接功率控制模式，同时结合第五章的H∞控 制和自适应超螺旋滑模控制的方法，提出了基于H∞控制技术的直接功率控制。电 压调节环采用的是基于扩展状态观测器的H∞控制器，用于调节变换器的直流链路 电压，同时抑制干扰估计误差对输出的影响。瞬时功率跟踪环采用了超螺旋滑模 控制器，将有功和无功功率收敛到它们的参考值。控制器设计在固定(α, β)坐标系 下进行，与同步旋转(d,q)坐标系相比，此坐标系不需要电网电压的相角信息。在 电容电压平衡环，采用基于自适应估计器的超螺旋滑模控制方法，与第五章的自 适应律不同，本章的自适应估计器最终简化成为谐振滤波器的形式，对电容电压 差动态方程中的干扰信号（基波和三次谐波组成）进行估计。仿真结果表明，在 此控制策略下，变换器总体的系统动态性能有了显著提高，闭环系统达到给定的 干扰抑制水平，同时电容电压实现了平衡。 - 86 - 第6章三电平中性点钳位功率变换器的控制策略 6.2 数学模型及控制目标 6.2.1 数学模型 图6-4为三相三电平功率变换器的拓扑结构。van、vbn和vcn为平衡的三相电网 电压，经过三个滤波电感L输入到变换器。ia、ib和ic为对应的三相电网电流。ui j (i={a,b,c},j={1,2})为控制器输出的开关信号。两个等值的电容C放在直流链路 中性点N的两侧。Vc1和Vc2分别为上下两电容两端的电压。Vdc为待控制的直流链路 电压。RL为随时接入到变换器直流链路的阻性负载。iload为负载电流。 load i L R a1 u a2 u L an v n  a i  bn v cn v L L b i c i a2 u a1 u b1 u b2 u b2 u b1 u c1 u c2 u c2 u c1 u   C c1 V C  dc V  N a b c c2 V 图6-4 三相三电平功率变换器 Fig.6-4 Three-phase three-level power converter 图6-4所示的电路在(a,b,c)自然坐标系下的数学模型如下[28]： Ldiabc dt =vabc −1 6⎛ ⎜ ⎜ ⎜ ⎜ ⎜ ⎜ ⎜ ⎜ ⎜ ⎜ ⎜ ⎜ ⎜ ⎝ 2−1−1 −1 2 −1 −1−1 2 ⎞ ⎟ ⎟ ⎟ ⎟ ⎟ ⎟ ⎟ ⎟ ⎟ ⎟ ⎟ ⎟ ⎟ ⎠ ⎛ ⎜ ⎜ ⎜ ⎜ ⎜ ⎜ ⎜ ⎜ ⎜ ⎜ ⎜ ⎜ ⎜ ⎝ uau2 a ubu2 b ucu2 c ⎞ ⎟ ⎟ ⎟ ⎟ ⎟ ⎟ ⎟ ⎟ ⎟ ⎟ ⎟ ⎟ ⎟ ⎠ ⎛ ⎜ ⎜ ⎜ ⎜ ⎜ ⎜ ⎝ Vdc Vub ⎞ ⎟ ⎟ ⎟ ⎟ ⎟ ⎟ ⎠,(6-1) CdVdc dt =uT abciabc −2iload,(6-2) CdVub dt =(︁u2 abc)︁Tiabc,(6-3) 其中，vabc ={van,vbn,vcn}T，iabc ={ia,ib,ic}T，uabc ={ua,ub,uc}T为控制器输出的三相 占空比，Vub =Vc1−Vc2为中性点两侧电容的电压差。 - 87 - 哈尔滨工业大学工学博士学位论文 过渡时间为0.28s，比纯PI的稍快。使用观测器补偿时，有一个轻微的电压过冲， 约3.8V，与电压参考值相比，此过冲可以忽略。 0.7 0.8 0.9 1.1 1.2 1 时间 (s) 660 690 720 750 780 直流链路电压 (V) 参考值 传统PI ESO-PI 传统PI ESO-PI 图6-7 直流链路电压暂态响应：工况1 Fig.6-7 DC-link voltage transient response of case 1 图6-8和图6-9分别为纯PI和观测器补偿的PI的稳态电流谐波分布和总畸变水 平，可以看出两种控制方案的结果相似。 图6-8 工况1的稳态电流谐波分布：PI控制 Fig.6-8 Stead-state current THD under case1: conventional PI control 因此，可以说扩展状态观测器显著地提高了电压控制环的控制性能。 图6-10为ESO-PI作用下的电网电流波形，三相电流平衡且为正弦波形，说明 电流内环运行良好。图6-11为直流侧两电容的电压，被很好地调节至直流链路电 压参考值的一半，所以两电容电压是平衡的。 为了测试ESO-PI的鲁棒性，在仿真过程中提高了负载干扰水平。 （2）工况2：RL=31.25Ω 首先，将负载干扰提升至18kW，是工况1的3倍。 - 94 - 第6章三电平中性点钳位功率变换器的控制策略 图6-9 工况1的稳态电流谐波分布：ESO-PI Fig.6-9 Stead-state current THD under case1: proposed control strategy 1.8 1.81 1.82 1.83 1.84 1.86 1.87 1.88 1.89 1.9 1.85 时间 (s) -15 -10 -5 0 5 10 15 电网电流 (A) 图6-10 稳态时的电网电流 Fig.6-10 Grid currents in steady-state 1.8 1.81 1.82 1.83 1.84 1.86 1.87 1.88 1.89 1.9 1.85 时间 (s) 374 374.5 375 375.5 376 电容电压 (V) 图6-11 直流链路电容电压 Fig.6-11 DC-link capacitor voltages - 95 - 哈尔滨工业大学工学博士学位论文 从图6-12可以看出，在负载提高3倍后，ESO-PI比纯PI控制有明显的优势。 纯PI控制下电压下降120V，过渡时间为0.62s。经观测器补偿后，电压压降减小 到30V，仅为未补偿前的1/4，过渡时间缩短至0.3s，较之前缩短了一半，而产生 的电压过冲仅为7.8V，相比参考值是非常小的。 0.7 0.8 0.9 11.1 1.3 1.4 1.5 1.6 1.7 1.2 时间 (s) 550 600 650 700 750 直流链路电压 (V) ESO-PI 传统PI 参考值 传统PI ESO-PI 图6-12 直流链路电压暂态响应：工况2 Fig.6-12 DC-link voltage transient response of case 2 与工况1相比，负载增加后，ESO-PI作用下的电压压降增加了18V，过渡时间 基本不变；而纯PI作用下的电压压降增加了50 V，过渡时间增加了一倍。此工况 下的电流谐波分布和总畸变水平见图6-13和图6-14。两种控制策略下的电流总畸 变水平相似。 图6-13 工况2的稳态电流谐波分布：PI控制 Fig.6-13 Stead-state current THD under case2: conventional PI control 上述结果表明，观测器补偿下的PI控制器比纯PI控制器具有更强的鲁棒性。 （3）工况3：RL=15.625Ω 在工况2的基础上再把负载加大一倍，增加至36kW。 - 96 - 第6章三电平中性点钳位功率变换器的控制策略 图6-14 工况2的稳态电流谐波分布：ESO-PI Fig.6-14 Stead-state current THD under case2: proposed control strategy 与前两个工况一致，ESO-PI比纯PI控制的性能更好，如图6-15所示。在如此 大的负载下，纯PI的电压压降为240 V，这将触发变换器的过低电压保护，因此 纯PI控制在这个负载水平下不能正常工作了，除非更换控制参数。然而，观测器 补偿下的PI控制器仍然可以有效运行，其电压压降为59V ，过度时间和电压过冲 均很小。 0.8 11.2 1.4 1.6 1.8 22.2 时间 (s) 500 550 600 650 700 750 直流链路电压 (V) ESO-PI 传统PI 参考值 传统PI ESO-PI 图6-15 直流链路电压暂态响应：工况3 Fig.6-15 DC-link voltage transient response of case 3 总结上述结果，可以看出，与传统的PI控制相比：（1）线性扩展状态观测器 显著地提高了直流链路电压暂态响应性能，获得了较小的电压压降和较短的过渡 时间；（2）经观测器补偿后，PI控制器对于负载变化的鲁棒性能大大提升，体现 在：1）当干扰增大到纯PI无法工作时，观测器补偿的PI控制器仍能运行，从而拓 宽了变换器的运行范围；2）即使干扰负载大幅增大，直流链路电压的过渡时间基 本保持不变。接下来将在H∞控制技术的基础上，对三电平中性点钳位功率变换器 - 97 - 哈尔滨工业大学工学博士学位论文 进行直接功率控制。 6.4 直接功率控制 直接功率控制是在Akagi等学者提出的瞬时功率理论基础上发展起来的著名的 电力电子变换器控制策略[131]。它根据有功/无功瞬时功率的误差以及电压矢量的 位置直接跟踪目标功率，而不需要再对电流进行控制，因此不需要电流控制环， 使控制结构变得简单，也省去了电流控制环的整定步骤。由于采用的是滞环控制 方式，它的参数鲁棒性好，动态响应快。 6.4.1 电压调节环 如图6-16所示，在电压调节环采用与第五章一样的基于扩展状态观测器 的H∞控制策略。不同的是，电压调节环将产生瞬时有功功率参考值，并传递到 功率跟踪环。   12 2 u 1 ˆ z 扩展状态 观测器 控制       * dc V * 1 z  dc 1 z dc V   12 2 H 2 ˆ z 图6-16 电压调节环：基于扩展状态观测器的H∞控制 Fig.6-16 Voltage regulation loop: H∞control based on ESO 直接功率控制在(α, β)坐标系下进行控制器设计，因为在此坐标系下有功和无 功功率已经可以明确表达。考虑式(6-6)，定义p*=vT αβi* αβ，pload =V2 dc RL ，同时假设 功率环动态要比电压环动态要快得多，三电平变换器的直流链路电压动态可以写 成如下形式： CdVdc dt =1 Vdc (p*−2pload).(6-38) 可以看到，直接功率控制模式下的直流电压动态与电压定向控制模式下的一致。 接下来将采用一种新的方法设计线性扩展状态观测器，对负载干扰进行估计。 （1）扩展状态观测器的设计 定义z1=V2 dc 2为原始系统状态变量，同时将负载干扰扩展为新的系统状态变 量z2=2pload C，则系统模型(6-38)可表示为： - 98 - 第6章三电平中性点钳位功率变换器的控制策略 ⎧ ⎪ ⎪ ⎪ ⎨ ⎪ ⎪ ⎪ ⎩ ˙z1=u−z2, ˙z2=h(t),(6-39) 其中u=p* C为控制信号，h(t)为z2的导数且假设其有界。针对扩展后的系统(6-39)， 设计如下包括带宽参数的线性扩展状态观测器[107]： ⎧ ⎪ ⎪ ⎪ ⎨ ⎪ ⎪ ⎪ ⎩ ˙ ˆz1=u−ˆz2+2ω0e1, ˙ ˆz2=−ω2 0e1,(6-40) 其中ˆz=[ˆz1ˆz2]T为系统状态z=[z1z2]T的估计值，e1=z1−ˆz1为z1的观测误差，ω0为 扩展状态观测器的带宽。利用带宽ω0选择观测器参数的好处在于，使得观测器有 两个相同的极点而且可以直观地看出来。 定义e2=z2−ˆz2，可以得到观测误差动态如下： ⎧ ⎪ ⎪ ⎪ ⎨ ⎪ ⎪ ⎪ ⎩ ˙e1=−2ω0e1−e2, ˙e2=ω2 0e1+h(t).(6-41) 定义ε1=e1 ω0 ，ε2=e2 ω2 0 ，则(6-41)可以改写为： ˙ε=ω0Aε+1 ω2 0 ϕ(t),(6-42) 其中ε=[ε1ε2]T，A为Hurwitz矩阵，ϕ(t)=[0 h(t)]T。 引理6.1 [132] 对于任意有界函数h(t)，存在标量δ，使得|h(t)| ≤ δ，则系统(6-42)中的 状态估计有界，即 ‖ε‖≤%, % =O(︃1 ων 0)︃,∀t≥T,(6-43) 其中ν为正整数，T为有限时间。 （2）H∞控制器设计 基于ˆz2，可以设计如下控制器： u=µh(e)+ˆz2,(6-44) 其中µh(e)=Ke，K为待设计的控制器参数，e=z* 1−z1为直流链路电压的跟踪误 差。本章H∞控制问题与第五章的一样，即使得干扰估计误差e2到直流电压跟踪误 差e的影响指标小于γ： ∫︁+∞ 0 eT(t)e(t)dt ≤γ2∫︁∞ 0 e2(t)T(t)e2(t)dt.(6-45) 因此可以采用定理(5.1)来设计H∞控制器K。 - 99 - 哈尔滨工业大学工学博士学位论文 6.4.2 功率跟踪环 如图(6-17)为采用超螺旋滑模控制器的功率跟踪环。电压调节环产生了有功功 率参考值p*。无功功率参考值q*根据应用场合的需要人为给定。功率跟踪环的任 务则是使有功和无功功率p和q收敛到它们的参考值。 超螺旋 滑模控制器    ** ,pq u  ,pq  eq u    图6-17 功率跟踪环：超螺旋滑模控制 Fig.6-17 Power tracking loop: STA 根据瞬时有功功率p和无功功率q的定义[131]，可以得到： p=vT αβiαβ,q=vT αβ Jiαβ,J=⎡⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎣ 0−1 1 0 ⎤⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎦.(6-46) 根据式(2-6)，p和q的动态方程可以表示为： L˙p=vT αβ ⎛ ⎜ ⎜ ⎜ ⎜ ⎜ ⎜ ⎝Lωqvαβ   vαβ   2+vαβ −Vdc 2uαβ⎞ ⎟ ⎟ ⎟ ⎟ ⎟ ⎟ ⎠, L˙q=vT αβ JT⎛ ⎜ ⎜ ⎜ ⎜ ⎜ ⎜ ⎝−LωpJvαβ   vαβ   2−Vdc 2uαβ⎞ ⎟ ⎟ ⎟ ⎟ ⎟ ⎟ ⎠, (6-47) 其中  vαβ   2=vT αβvαβ。分别令˙p=0,˙q=0，可以得到(α, β)平面的两条直线， 2 Vdc (︂  vαβ   2+Lωq)︂vαβ   vαβ   2+d1Jvαβ =0,(6-48) −2 Vdc (Lωp)Jvαβ   vαβ   2+d2vαβ =0,(6-49) 其中d1,d2分别为用于确定这两条直线方向的常数。如图(6-18)所示，直线(6-48)、 (6-49)将(α, β)平面分成了四个部分。 这两条直线的交点为系统平衡点，同时满足˙p=0,˙q=0，满足该点的等效控 制信号具有如下形式： ueq αβ =2 Vdc (︃1+Lωq ||vαβ||2)︃vαβ −2 Vdc Lωp ||vαβ||2Jvαβ.(6-50) 定义误差信号如下： ˜p=p*−p, ˜q=q*−q. (6-51) - 100 - 第6章三电平中性点钳位功率变换器的控制策略 eq u  u    0up     0uq     0 0 p q   0 0 p q   0 0 p q   0 0 p q   图6-18 Equivalent control point Fig.6-18 等效控制点 基于平衡点(6-50)，滑模控制器uαβ设计如下： uαβ =ueq αβ −µ( ˜p)vαβ −µ(˜q)Jvαβ,(6-52) 其中µ( ˜p)，µ(˜q)为下列形式的超螺旋滑模算法： µ( ˜p)=λp|˜p|1 2sign( ˜p)+αp∫︁t 0 sign( ˜p)dt,(6-53) µ(˜q)=λq|˜q|1 2sign(˜q)+αq∫︁t 0 sign(˜q)dt.(6-54) 其中λp,αp, λq,αq均为正数。图6-19为功率跟踪环的详细控制结构。下面对功率跟踪 环的稳定性条件进行分析。 分别对误差信号˜p、˜q求导得： ˙ ˜p=˙p*−vT αβ L[︃(︃1+Lωq ||vαβ||2)︃vαβ −Vdc 2uαβ]︃ =˙p*−vT αβ L{︂(︃1+Lωq ||vαβ||2)︃vαβ −Vdc 2[︁ueq αβ −µ( ˜p)vαβ −µ(˜q)Jvαβ]︁}︂ =˙p*−1 L⎡⎢⎢⎢⎢⎢⎣(︃1+Lωq ||vαβ||2)︃||vαβ||2−VdcvT αβ 2ueq αβ +VdcvT αβ 2µ( ˜p)vαβ +VdcvT αβ 2µ(˜q)Jvαβ⎤⎥⎥⎥⎥⎥⎦, (6-55) ˙ ˜q=˙q*+vT αβ JT L(︃LωpJvαβ ||vαβ||2+Vdc 2uαβ)︃ - 101 - 哈尔滨工业大学工学博士学位论文   ** ,pq ,pq  eq u  ,pq    p    q   J   p q p q    2 21|| || dc Lq Vvv         2 2 || || dc LpJ Vvv      u  图6-19 功率跟踪环：详细控制框图 Fig.6-19 Power tracking loop: detailed diagram =˙q*+vT αβ JT L{︂LωpJvαβ ||vαβ||2+Vdc 2(︁ueq αβ −µ( ˜p)vαβ −µ(˜q)Jvαβ)︁}︂ =˙q*+1 L⎡⎢⎢⎢⎢⎢⎣LωpvT αβ JTJvαβ ||vαβ||2+VdcvT αβ JT 2ueq αβ −VdcvT αβ JT 2µ( ˜p)vαβ −VdcvT αβ JT 2µ(˜q)Jvαβ⎤⎥⎥⎥⎥⎥⎦. (6-56) 考虑到vT αβ JTJvαβ =||vαβ||2以及vT αβ JTvαβ =0，式(6-55)和(6-56)中的第三项计算如 下： VdcvT αβ 2ueq αβ =VdcvT αβ 2 2 Vdc (︃1+Lωq ||vαβ||2)︃vαβ −VdcvT αβ 2 2 Vdc Lωp ||vαβ||2Jvαβ =(︃1+Lωq ||vαβ||2)︃||vαβ||2,(6-57) VdcvT αβ JT 2ueq αβ =VdcvT αβ JT 2 2 Vdc (︃1+Lωq ||vαβ||2)︃vαβ −VdcvT αβ JT 2 2 Vdc Lωp ||vαβ||2Jvαβ =−LωpvT αβ JTJvαβ ||vαβ||2.(6-58) 将(6-57)、(6-58)分别代回(6-55)、(6-56)，可得： ˙ ˜p=−Vdc 2L||vαβ||2µ( ˜p)+˙p*,(6-59) ˙ ˜q=−Vdc 2L||vαβ||2µ(˜q)+˙q*.(6-60) 可以看到，有功功率p和无功功率q实现了解耦控制，而且滑模控制器能够直接作 用到相应的误差信号˜p和˜q。 下面针对系统(6-59)、(6-60)设计控制参数。令K=Vdc 2L||vαβ||2，控制器参数采 - 102 - 第6章三电平中性点钳位功率变换器的控制策略 用如下形式： λp=λ0Γp/K, αp=α0Γ2 p/K, λq=λ0Γq/K, αq=α0Γ2 q/K, (6-61) 其中λ0, α0,Γp,Γq均为正数。令ζp1= Γp|˜p|1 2sign( ˜p)，则系统(6-59)可以改写为： ˙ ˜p=−λ0ζp1+ζp2, ˙ ζp2=−α0Γ2 psign( ˜p)+¨p*. (6-62) 令ζq1= Γq|˜q|1 2sign(˜q)，系统(6-60)可以改写为： ˙ ˜q=−λ0ζq1+ζq2, ˙ ζq2=−α0Γ2 qsign(˜q)+¨q*. (6-63) 定理6.1 对于系统(6-62)和(6-63)，如果存在两个正数δp和δq，并且有功和无功功率 参考值p*，q*的二阶导数分别满足|¨p*|≤δp,|¨q*|≤δq,那么系统在有限时间内收敛 的条件为： Γ2 p>2δpλmax(Q1) λmin(Q), Γ2 q>2δqλmax(Q1) λmin(Q), (6-64) 其中Q=λ0⎡⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎣ λ2 0+2α0−λ0 −λ01⎤⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎦ ，Q1=⎡⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎣ λ01 1 0⎤⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎦ 。收敛时间最多为T=max{Tp,Tq}个时间单 位，其中Tp=2V 1 2 p(ζp(0)) γp ,Tq=2V 1 2 q(ζq(0)) γq 。 证明：针对系统(6-62)和(6-63)，分别构造如下Lyapunov函数： Vp( ˜p)=ζT pPζp,Vq(˜q)=ζT qPζq,(6-65) 其中ζp=[ζp1, ζp2]T，ζq=[ζq1, ζq2]T，P=1 2⎡⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎣ λ2 0+4α0−λ0 −λ02⎤⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎦ 。 首先，对ζp, ζq分别求导得： ˙ ζp1= Γp 1 2|˜p|−1 2˙ ˜p=Γp 2|˜p|1 2 (−λ0ζp1+ζp2), ˙ ζp2=−1 |˜p|1 2 α0Γ2 p|˜p|1 2sign( ˜p)+¨p*=Γp 2|˜p|1 2 (−2α0ζp1)+¨p*, ˙ ζq1= Γq 1 2|˜q|−1 2˙ ˜q=Γp 2|˜p|1 2 (−λ0ζp1+ζp2), ˙ ζq2=−1 |˜q|1 2 α0Γ2 q|˜q|1 2sign(˜q)+¨q*=Γq 2|˜q|1 2 (−2α0ζq1)+¨q*. - 103 - 哈尔滨工业大学工学博士学位论文 0.2 0.4 0.6 0.8 1 0 1 2 3x 104 时间(s) p, p∗(W) (a) 0.2 0.4 0.6 0.8 1 0 1 2 3x 104 时间(s) p, p∗(W) (b) p∗ p p∗ p 图6-22 有功功率跟踪性能：（a）ESO-H∞控制；（b）PI控制 Fig.6-22 Curves of active power tracking: (a) ESO-H∞control, (b) PI control 0.2 0.4 0.6 0.8 1 −400 −200 0 200 400 时间(s) q∗,q(Var) (a) q∗ q 0.2 0.4 0.6 0.8 1 0 2000 4000 时间(s) q, q∗(Var) (b) q∗ q 0.5 0.6 0.7 −400 −200 0 200 400 图6-23 无功功率跟踪性能：（a）ESO-H∞控制；（b）PI控制 Fig.6-23 Curves of reactive power tracking: (a) ESO-H∞control, (b) PI control - 110 - 第6章三电平中性点钳位功率变换器的控制策略 0.2 0.4 0.6 0.8 1 −200 0 200 时间(s) p∗−p(W) (a) p∗−p 0.2 0.4 0.6 0.8 1 −200 0 200 时间(s) q∗−q(Var) (b) q∗−q 图6-24 有功/无功功率跟踪误差 Fig.6-24 Tracking errors of instantaneous active and reactive power 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1 −100 0 100 时间(s) ia(A), 0.15va(V) (a) 0.15van ia 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1 −100 0 100 时间(s) ia(A), 0.15va(V) (b) 0.15van ia 图6-25 ia和van波形：（a）ESO-H∞控制；（b）PI控制 Fig.6-25 Curves of iaand van: (a) ESO-H∞control, (b) PI control - 111 - 哈尔滨工业大学工学博士学位论文 (a) ＾ *' 、- 2 �1 . .f 0�2000 4000 6000 8000 10000 12000 频率 (b) (Hz) ＾ *' 、 -2 �1 .,,! 0�2000 4000 6000 8000 10000 12000 频率 (Hz) 图6-26 电流谐波分布：（a）ESO-H∞控制；（b）PI控制 Fig.6-26 Current harmonic spectrum: (a) ESO-H∞control, (b) PI control 0.8 0.82 0.84 0.86 0.88 0.9 时间 (s) -2 -1 0 1 2 3 直流电容电压差 (V) 图6-27 直流电容电压差 Fig.6-27 Capacitor voltage difference - 112 - 第6章三电平中性点钳位功率变换器的控制策略 6.6 本章小结 在前面几章二电平变换器控制策略研究工作的基础上，本章研究了三相三电 平中性点钳位功率变换器的先进控制策略。为了扩展控制模式，本章分别在电压 定向控制模式和直接功率控制模式下实现了变换器的控制。首先在电压定向控制 模式下验证了线性扩展状态观测器对于三电平变换器控制性能的提升作用。仿真 结果表明，线性扩展状态观测器不仅能够显著提高变换器的直流链路电压暂态响 应性能，同时使得PI控制器对于负载变化的鲁棒性能大大提升。接着在直接功率 控制模式下实现了变换器的直流电压调节、瞬时功率跟踪以及直流电容电压平衡。 在电压调节环，设计了一个基于基于扩展状态观测器的H∞控制器，观测器实时估 计负载功率，以提高系统的抗干扰性能和直流链路电压调节性能，H∞控制器则保 证负载干扰估计误差对直流输出电压的影响水平小于γ。在功率跟踪环，采用了超 螺旋滑模控制，以驱使有功和无功功率到达其参考值。在电容电压平衡环，采用 了基于自适应估计器的超螺旋滑模控制，从而消除了三次谐波的影响，使得电容 电压达到平衡。仿真结果表明，与传统PI控制相比，所提出的控制策略可以获得 更好的控制性能，体现在对干扰和参数不确定性的鲁棒性和更小的电压压降，同 时还能够使得电容电压平衡。至此，本论文的主要研究内容已介绍完毕。 - 113 - 哈尔滨工业大学工学博士学位论文 结论 本论文研究了有源前端AC/DC功率变换器的控制问题，控制对象为三相两电 平功率变换器和三相三电平中性点钳位功率变换器。一方面，为了降低负载对系 统的影响，本文提出了基于干扰观测器的控制策略，即干扰观测器对负载干扰进 行实时估计，然后将干扰估计值补偿到控制器中，以降低负载给系统带来的不良 影响。另一方面，为了提高对系统不确定性的鲁棒性和适应性，采用了滑模控制、 自适应控制和H∞鲁棒控制等先进的控制方法。论文的主要工作如下： （1）针对三相两电平功率变换器，提出了基于干扰观测器的超螺旋滑模控制 策略，设计了四种不同形式的干扰观测器来补偿电压调节环的超螺旋滑模控制器， 从而比较不同形式干扰观测器的补偿性能。仿真结果表明，干扰观测器可以显著 提升系统控制性能，而且在与超螺旋滑模控制器结合时，滑模观测器和线性观测 器均有良好效果。 （2）针对三相两电平功率变换器的直流电压调节，设计了一种新型的线性 干扰观测器来补偿电压调节环的线性PI控制器。改进型干扰观测器有两个观测器 参数来调节其行为，其中一个用于提升系统的暂态响应而不影响系统的稳态性能， 另一个则用于保持系统的稳态性能。此线性干扰观测器保持了全闭环系统的纯线 性，可以使用经典控制理论的分析方法对系统进行分析，便于在实际工程中应用。 此控制策略的有效性和优越性在一台实际的5kW的联网三相两电平功率变换器得 到了实验验证。 （3）针对三相两电平功率变换器的直流电压调节，设计了一种新型的滑模干 扰观测器来补偿电压调节环的超螺旋滑模控制器。改进型滑模观测器与前述改进 型线性干扰观测器有同样优点，即具有可以调节暂态过程和维持稳态性能的参数。 但与线性观测器相比，滑模观测器的收敛速度更快而且鲁棒性更强。同样，此控 制策略的有效性和优越性在实际的联网功率变换器得到了实验验证。 （4）针对三相两电平功率变换器的电压调节和电流跟踪，提出了基于自适应 超螺旋算法的H∞控制策略。在电压调节环利用H∞控制技术抑制干扰估计误差对 系统输出的影响。在电流跟踪环采用了两个基于自适应超螺旋算法的控制器，用 于应对功率变换器系统的参数不确定性。由于采用了自适应超螺旋算法，外界干 扰时间导数的上限值不需要预先知晓。 （5）在二电平变换器研究工作的基础上，分别在电压定向控制和直接功率控 制模式下实现了三电平中性点钳位功率变换器的控制。首先在电压定向控制模式 - 114 - 结论 下验证了线性扩展状态观测器对于系统控制性能（包括暂态响应和鲁棒性）的提 升作用。在此基础上，结合线性扩展状态观测器、H∞控制、超螺旋滑模控制和自 适应控制实现了直接功率控制。电压调节环采用的是基于扩展状态观测器的H∞控 制器，用于调节变换器的直流链路电压，同时抑制干扰估计误差对系统输出的影 响。功率跟踪环采用了超螺旋滑模控制器，将有功/无功功率收敛到参考值。电容 电压平衡环采用了自适应超螺旋滑模控制器，有效地抑制了三次谐波干扰。 研究过程中遇到的主要困难有：（1）在仿真和实验过程中，超螺旋滑模控制 器的参数不便选取，需要首先给定在满足稳定性条件的参数，再多次调整该及达 到较好性能；（2）仿真模型与实际系统的一致性较难保证，需要反复实验以调整 仿真模型参数；（3）理论上获得的算法在代码化过程中，编码方式会影响实验结 果，需要在仿真模型中直接采用编程语言编写算法或者进行处理器在环验证。 本论文的主要创新点如下： （1）基于超螺旋滑模算法设计了功率变换器的控制器，用于实现电压调节 环、电流/功率跟踪环以及电容电压平衡环的控制，以定理形式建立了直流链路电 压、交流电网电流、瞬时有功/无功功率、直流电容电压差等变量的收敛条件。 （2）针对直流链路的负载干扰，设计了新型的线性干扰观测器和滑模观测 器，用于提高系统对负载干扰的抑制能力。基于这两种观测器的控制策略在实际 应用的变换器上进行了实验验证，为将来实际工程应用提供可靠的结果支撑。 （3）针对干扰观测器的估计误差，在电压调节环设计了H∞控制器，用于抑 制干扰估计误差到被控直流链路电压的影响。 （4）针对系统的不确定参数和外界干扰，分别设计了适用于缓变参数和周期 谐波干扰的两种自适应律，加入超螺旋滑模控制器中，提高了系统的鲁棒性并且 降低了稳态误差。 在上述所获功率变换器的控制理论和实验结果的基础上，后续将继续开展的 研究工作有： （1）本文的控制策略主要是通过Lyapuonv方法获得闭环系统的稳定性条件， 这样得到的控制器和观测器参数条件存在很大的保守性。因此，需要寻求新的方 法来进行参数选择，以降低保守性。 （2）目前考虑的负载类型为阻性负载且扰动形式为一次阶跃扰动，后续将考 虑增加感性负载干扰并且进行多次的阶跃扰动。而且目前的负载干扰来自于直流 侧，将来还将考虑来自电网侧的负载干扰及参数变化。 （3）论文中的部分工作只是有仿真验证结果，尤其是三电平中性点钳位变换 器的部分，这些控制策略需要进一步在实际应用的功率变换器上进行实验，进而 - 115 - 哈尔滨工业大学工学博士学位论文 为后续工程推广提供实验依据。 （4）目前研究对象主要是两电平和三电平AC/DC变换器，后续考虑将相关控 制策略应用到其它拓扑和更高电平的变换器中，例如飞电容变换器、串联H桥变 换器、模块化多电平变换器等，同时增加变换器类型，包括DC/AC、DC/DC等。 - 116 - 参考文献 参考文献 [1] Leon J I, Kouro S, Franquelo L G, et al. 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Control of a three level converter used as a synchronous rectifier[C].The 9th IEEE Power Electronics Specialists Conference (PESC 2004). 2004:3458–3464. - 128 - 附录A控制软件设计 附录A控制软件设计 为了能将控制算法在实际的变换器系统中应用，需要构建完整的控制系统， 包括硬件平台和软件系统。硬件平台主要包括PC和微控制器DSP，可以比较方便 采购。相比于搭建硬件平台，软件系统的设计和调试更为重要，需要投入更多的 时间精力，是控制系统构建的重点及难点，也是本论文的主要工作之一。下面对 本论文所设计的软件系统进行介绍和说明。 A.1 功率变换器控制系统 如图A-1所示，一个完整的功率变换器控制系统包括上位机，嵌入式微控制 器DSP及相关的辅助电路。上位机通过RS232串行通讯方式向DSP发送控制指令 和控制器参数，同时要求DSP上传相关数据。ADC和PWM模块为DSP内部模块， 实现DSP与功率变换器连接，ADC模块将传感器信号转换为数字信号送入DSP， PWM模块输出DSP产生的开关信号。 RS232 上位机 DSP ADC 电压/电流 传感器 PWM 开关驱动 电路 功率变换器 图A-1 功率变换器控制系统 Fig.A-1 Control system of power converter - 129 - 哈尔滨工业大学工学博士学位论文 A.2 上位机人机交互软件设计 上位机人机交互软件采用Mablab的GUI模块设计，可以转化成方便移植 的.exe可执行文件。如图A-2所示为人机交互界面，主要包括波形显示区、数据发 送区、控制区和故障状态区，它们的详细功能如下： 图A-2 人机交互界面 Fig.A-2 Human-Machine-Interface •波形显示区：显示三相电网电压、三相电网电流、直流链路电压的波形， 波形的刷新时间为1s。三相电网电压和三相电网电流还可以在(d,q)坐标系 下查看，也可以查看它们的谐波分布。为了便于检查控制算法的运行情况， 还可以查看(d,q)坐标系下的电压参考值和有功功率参考值的波形。为了能 够捕捉突变信号，设置了波形触发功能，即当三相电网电压（含(d,q)坐标 系）、三相电网电流（含(d,q)坐标系）、直流链路电压、电压参考值和有功 功率参考值超过设定值时，波形将被冻结。 •数据发送区：将传感器校正参数、控制参数（包括控制器参数和观测器参 数）和保护参数发送至DSP，需要在通讯建立后发送。传感器校正参数用 于将传感器信号转化为信号的真实值。控制参数用于调节控制算法的性能。 保护参数是保护变换器不被损坏的限值，当某个指标超限时，DSP将停止 控制算法运行，也意味着停止向变换器输出开关信号。 •控制区：打开通讯口并向DSP发送控制命令，包括变换器启动、变换器复 位以及数据上传。常规操作顺序为：打开通讯口→数据上传→发送传感器 - 130 - 附录A控制软件设计 校正参数、控制参数和保护参数→变换器启动→变换器复位。当相应的 命令正在执行时，控制区会显示相应状态，例如通讯口已打开、数据正在 周期性上传并更新、变换器正在运行等。 •故障状态区：显示是否存在故障及故障来源，共有15种可能的故障源，包 括开关驱动电路故障，三相电网电压幅值及有效值的过压故障、三相电网 电流幅值及有效值的过流故障、直流链路电压的过压或欠压故障。 A.3 DSP控制软件设计 DSP控制软件设计是变换器控制软件设计的主要工作内容，因为DSP既要服 务于上位机，又要控制功率变换器。为了达到高效的代码运行速率，DSP软件全 部采用C语言编写。图A-3为DSP软件流程图，可以看到，在完成功能模块和变量 的初始化后，DSP进入无限循环模式，在无限循环模式中，完成ADC中断服务程 序的执行、变换器状态机模式运行，以及上位机命令的响应。其中，ADC中断服 务程序是控制软件的核心，完成控制算法的调用和开关信号的生成。 开始 功能模块 初始化 变量初始化 收到上位机命令？ 状态机运行响应命令 是 否 无 限 循 环 ADC中断 图A-3 DSP软件流程图 Fig.A-3 DSP software flow chart （1）ADC中断服务程序流程 ADC中断服务程序的调用频率即为采样频率（本论文中为20kHz）。如图A- 4所示，进入中断后，首先读取电压/电流传感器的测量值，然后判断状态机的状 态是否为“运行”（变换器完成了预充电并已经准备好进入被控状态），之后执行所 提出的先进控制算法并生成开关信号输出到功率开关的驱动电路，最后进行相关 - 131 - 哈尔滨工业大学工学博士学位论文 数据的存储及故障检查等任务。 开始 电压/电流 读取 状态机为 “运行”状态？ 执行 控制算法 是 否 输出 开关信号 数据存储、 故障检查等 结束 图A-4 ADC中断服务程序流程图 Fig.A-4 Flow chart of ADC interrupt service routine （2）变换器状态机 图A-3为变换器状态机，共具有四个状态：复位状态、预充电状态、运行状 态、故障状态。在复位状态，变换器与电网断开，处于待机模式。当收到上位机 的启动指令时，变换器预充电开关闭合，开始预充电，直到预充电完成后进入运 行状态。变换器到达运行状态后，就可以切入控制算法对其进行控制，进行电压 调节和电流/功率跟踪。如果在复位状态、预充电状态和运行状态出现故障，则进 入故障状态。如果在预充电状态、运行状态和故障状态收到上位机的复位指令， 则返回复位状态。如果没有状态跳转条件，状态维持不变。 （3）上位机命令响应流程 图A-6为DSP对上位机命令响应的流程，当其串口有指令到达时，先对代码进 行解析，判断上位机的要求。当然，为了使得上位机和DSP能够协同工作，首先 需要建立一套指令代码，因为指令代码可以自行确定，所以这里不详细列出。 上位机的指令分为四类：变换器控制、参数发送、数据上传、波形触发。变 - 132 - 附录A控制软件设计 复位 预充电 故障 运行 上位机启动 预 充 电 完 成 故障 故障 上 位 机 复 位 故 障 上位机复位 上位机复位 图A-5 变换器状态机 Fig.A-5 Converter state-machine 开始 指令代码 解析 结束 变换器控制 参数发送 数据上传 波形触发 变更变换器 运行状态 更新相关 参数并回传 上传相应 数据 判定触发 状态并上报 图A-6 上位机命令响应流程 Fig.A-6 Host command responding flow - 133 - 哈尔滨工业大学工学博士学位论文 换器控制的指令有复位和运行指令，接收到这类指令后，变换器将变更运行状态。 参数发送的指令分为传感器校正参数发送指令、控制参数发送指令、保护参数发 送指令，接到这类指令后，DSP对相应的参数进行更新，同时把接收到的参数回 传上位机以保证DSP已正确接收数据。接到数据上传的指令后，DSP按要求上传 相应的数据组用于上位机的波形显示，目前共有八个不同的数据组，由交流电网 电压（含(d,q)坐标系）、交流电网电流（含(d,q)坐标系）、直流链路电压、交流电 压参考值、交流电流参考值和有功功率参考值组合而成。接到波形触发的指令后， DSP根据上位机指定的触发源进行数据采集并判定是否满足触发条件，并且上报 上位机是否触发。 以上是功率变换器控制软件设计的主要流程介绍，当然，为了实现这些流程 中的每一个功能块及相互间的配合，都需要进行准确详细的代码编写和调试，同 时需要对DSP各模块的功能特点熟练掌握。 - 134 - 附录B Resumen en Espa˜ nol（西班牙语摘要） 附录B Resumen en Espa˜ nol（西班牙语摘要） Los convertidores de potencia basados en interruptores de potencia controlables son equipos indispensables en los sistemas de potencia modernos. Sirven como interfaces inteligentes entre la red p´ ublica, las fuentes de energ´ ıa renovables (incluidos los sistemas e´ olicos y los sistemas fotovoltaicos), los sistemas de almacenamiento de energ´ ıa, los accionamientos de motores y las microrredes. Adem´ as, tambi´ en pueden servir como filtros activos de potencia, que cancelan los arm´ onicos de corriente en la red p´ ublica y, en consecuencia, proporcionan una red el´ ectrica de alta calidad. Estos convertidores tienen importantes ventajas como: flujo de potencia bidireccional, corrientes de red de alta calidad, potencia ajustable y la tensi´ on controlable en el lado de continua. Las principales tareas de control de dichos convertidores son regular la tensi´ on de continua al valor deseado y proporcionar potencia activa/reactiva a la red/carga. Los dos factores principales que afectan el rendimiento de control del convertidor de potencia son: (1) perturbaci´ on de carga en continua; (2) incertidumbres en los par´ ametros del convertidor. Por un lado, la perturbaci´ on de carga variable en el tiempo en continua puede causar fluctuaciones en dicha tensi´ on. El valor de la carga es impredecible y puede variar en un amplio rango. La magnitud de la carga y la robustez del controlador determinar´ an si la tensi´ on de continua se puede restaurar al valor de referencia. Para reducir la influencia negativa de la carga en la estabilidad del sistema, un m´ etodo efectivo es emplear un observador de perturbaciones, que estima el valor de la carga y proporciona esta informaci´ on al controlador. Por otro lado, las incertidumbres param´ etricas del sistema causan diferencias entre el modelo del sistema y la planta real, por lo tanto, el controlador dise˜ nado basado en el modelo puede no lograr el rendimiento deseable. Para resolver estos dos problemas, esta tesis investiga estrategias de control avanzadas aplicadas a convertidores de potencia conectados a la red. Por un lado, para reducir la influencia causada por la perturbaci´ on de la carga de continua, se han propuesto estrategias de control basadas en observadores de la perturbaci´ on, es decir, se estima el valor de la perturbaci´ on externa en tiempo real y se proporciona dicha informaci´ on al controlador. Por otro lado, para mejorar la robustez y la adaptabilidad a las incertidumbres del sistema, se han empleado m´ etodos de control avanzados, que incluyen controladores en moto delizante (SMC), control adaptativo y control robusto de H∞. El contenido espec´ ıfico de la investigaci´ on de esta tesis es el siguiente: - 135 -