Estudio, generación y control de las señales de radiofrecuencia de un radar de FM conmutado

ESCUELA DE INGENIERÍA DE TELECOMUNICACIÓN Y ELECTRÓNICA TRABAJO FIN DE GRADO Estudio, generación y control de las señales de radiofrecuencia de un radar de FM conmutado Titulación: Grado en Ingeniería en Tecnologías de la Telecomunicación Autor: Alejandro Fernández Estévez Tutor: D. B. Pablo Dorta Naranjo Fecha: Junio de 2015 ESCUELA DE INGENIERÍA DE TELECOMUNICACIÓN Y ELECTRÓNICA TRABAJO FIN DE GRADO Estudio, generación y control de las señales de radiofrecuencia de un radar de FM conmutado HOJA DE FIRMAS Alumno/a Fdo.: Tutor/a Fdo.: Fecha: Junio de 2015 ESCUELA DE INGENIERÍA DE TELECOMUNICACIÓN Y ELECTRÓNICA TRABAJO FIN DE GRADO Estudio, generación y control de las señales de radiofrecuencia de un radar de FM conmutado HOJA DE EVALUACIÓN Calificación: ___________________________ Presidente Fdo.: Vocal Secretario/a Fdo.: Fdo.: Fecha: Junio de 2015 ÍNDICE DE CONTENIDO 1. El Radar FMICW ................................................................................................................................... 7 1.1. Radares de Onda Continua y Pulsados ........................................................................................ 7 1.2. El Radar FM Conmutado ............................................................................................................ 11 1.2.1. Método de Filtrado ............................................................................................................... 15 1.2.2. Método de Staggering .......................................................................................................... 16 2. Sistemas de Generación de Señal en RF ............................................................................................ 19 2.1. Sistemas en Lazo Abierto ............................................................................................................ 20 2.2. Sistemas Basados en PLL............................................................................................................. 22 2.2.1. PLL con Divisor Programable .............................................................................................. 23 2.2.2. PLL con DDS de Referencia ................................................................................................. 24 2.3. Ventajas e Inconvenientes. Veredicto Final. ............................................................................... 25 3. Sistemas Comerciales de Generación Basados en PLL ............................................................................. 25 3.1. PLL con Divisor Fraccional ......................................................................................................... 26 3.2. PLL con DDS ................................................................................................................................ 43 4. Sistemas de Conmutación de Señales en RF ..................................................................................... 51 5. Puesta a Punto de un Conmutador Comercial ................................................................................. 53 5.1. Desarrollo del Driver de Conmutación ...................................................................................... 54 5.2. Caracterización Experimental del Conmutador ........................................................................ 63 6. Sistema de Control y Procesado de la Señal de FI ............................................................................ 72 7. Conclusiones ....................................................................................................................................... 88 7.1. Aplicaciones Posibles.................................................................................................................. 88 8. Propuesta de Mejoras del Sistema ..................................................................................................... 89 8.1. Utilización de un Sistema Empotrado para la Implementación ............................................... 89 8.1.1 Generación del Trigger del PLL con Divisor Fraccional ..................................................... 90 8.1.2. Generación de las Señales de Conmutación........................................................................ 92 8.1.3. Procesado de la Señal ........................................................................................................... 92 8.1.4. Presentación en Pantalla ....................................................................................................... 93 8.2. Aumento del Alcance Mediante Amplificación ......................................................................... 93 8.3. Uso de Perfiles de Alcance .......................................................................................................... 94 9. Presupuesto ......................................................................................................................................... 94 9.1 Recursos Materiales ...................................................................................................................... 95 9.1.1. Recursos Materiales Fungibles ............................................................................................. 95 9.1.2. Recursos Materiales Amortizables ...................................................................................... 97 9.2. Trabajo Tarificado por Tiempo Empleado ................................................................................. 98 1 9.3. Material Fungible ......................................................................................................................... 98 9.4. Impuestos Aplicados ................................................................................................................... 99 ANEXOS ............................................................................................................................................... 100 Anexo I. Estabilidad de la Portadora .............................................................................................. 100 I.1. Barrido usando el Divisor Programable ............................................................................... 100 I.2. Barrido Usando el DDS como Referencia ............................................................................. 109 Anexo II. Software Desarrollado en Matlab para el Control y Procesado (Versión Final) .......... 111 Referencias ............................................................................................................................................ 113 ÍNDICE DE FIGURAS Figura 1.1. Esquema Básico de un Radar CWFM .......................................................................................................... 9 Figura 1.2. Señales Propias de un Radar CWFM ......................................................................................................... 10 Figura 1.3. Esquema Básico del Radar FMICW ........................................................................................................... 11 Figura 1.4. Señales Propias de un Radar FMICW ....................................................................................................... 12 Figura 1.5. Alcance Ciego en un Radar FMICW ......................................................................................................... 13 Figura 1.6. Función Sensibilidad................................................................................................................................. 14 Figura 1.7. Espectro Teórico de una Señal de Batido en un Sistema FMICW ................................................................ 14 Figura 1.8. Señal de FI de un Radar FMICW .............................................................................................................. 15 Figura 1.9. Señal de FI de un Radar FMICW con Frecuencia de Conmutación Alta ..................................................... 16 Figura 1.10. Tramos de Escucha de un Radar FMICW con Diferente Frecuencia de Conmutación ................................ 17 Figura 1.11. FFT Aplicada a las Señales de la Figura 1.10 ........................................................................................... 17 Figura 1.12. Zoom de las Señales de la Figura 1.11 en torno al Blanco ......................................................................... 18 Figura 1.13. Ejemplo de Respuesta en Frecuencia de un Filtro de Ecualización de un Radar FMICW ........................... 19 Figura 2.1. Esquema Básico de un VCO ...................................................................................................................... 20 Figura 2.2. Respuesta Frecuencia/Tensión de Control del VCO HMC558LC4B ........................................................... 21 Figura 2.3. Respuesta Frecuencia/Tensión de Control/Temperatura del VCO HMC358MS8G ..................................... 22 Figura 2.4. Esquema Básico de un PLL con Divisor ..................................................................................................... 23 Figura 2.5. Esquema Básico de un DDS ...................................................................................................................... 24 Figura 3.1. Esquema del PLL HMC778LP6CE............................................................................................................ 26 Figura 3.2. Ejemplo de Archivo de Configuración de Hittite PLL Eval. Software .......................................................... 27 Figura 3.3. Trigger por Paso del Barrido. Imagen Extraída del Datasheet ..................................................................... 28 Figura 3.4. Trigger al Inicio y al Final de Cada Rampa. Imagen Extraída del Datasheet ................................................ 28 Figura 3.5. Montaje Realizado para Medir el Ancho de Banda del PLL......................................................................... 29 Figura 3.6. Hoja Excel Realizada para Calcular los Valores de los Registros ................................................................. 30 Figura 3.7. Foto del Montaje Realizado para Barrido Paso a Paso del PLL .................................................................... 31 Figura 3.8. Esquema del Montaje Realizado para Barrido Paso a Paso del PLL ............................................................. 31 Figura 3.9. Aspecto Típico de la Portadora Generada por el PLL en un Proceso de Barrido............................................ 32 Figura 3.10. Aspecto Inusual de la Portadora Generada por el PLL .............................................................................. 33 2 Figura 3.11. Soldado de una Sonda para Observar la Vctl del PLL ............................................................................... 34 Figura 3.12. Problemas Observados en las Señales del Radar Debido a Desenganche .................................................... 35 Figura 3.13. Barrido de Frecuencia de 2500 Puntos y FI Obtenida ............................................................................... 35 Figura 3.14. Resolución del Barrido ............................................................................................................................ 36 Figura 3.15. Señal de FI Medida Durante el Tramo de Subida del Barrido de Moduladora ............................................ 39 Figura 3.16. Espectro de la Señal de FI hasta 2,5 MHz. Cursor en la Señal Deseada de FI............................................. 40 Figura 3.17. Espectro de la Señal de FI entre 3,75 MHz y 6,25 MHz. Cursores en la señal deseada y la Señal Indeseada de 5 MHz ................................................................................................................................................................... 40 Figura 3.18. Señales de Trigger del PLL y Vctl para un Barrido Automático ................................................................ 42 Figura 3.19. Señal de FI del Radar con el PLL en Modo Barrido Automático ................................................................ 42 Figura 3.20. Esquema del DDS Utilizado .................................................................................................................... 43 Figura 3.21. Menú de Configuración del Microprocesador ........................................................................................... 44 Figura 3.22. Software de Configuración del DDS ........................................................................................................ 45 Figura 3.23. Foto del Montaje Realizado...................................................................................................................... 46 Figura 3.24. Esquema del Montaje Realizado .............................................................................................................. 46 Figura 3.25. Portadora Generada por el PLL con DDS ................................................................................................ 47 Figura 3.26. Comparación de Portadora Generada por el PLL con DDS (Azul) y por el PLL con Divisor Programable (Amarillo) .................................................................................................................................................................. 47 Figura 3.27. Aspecto de las Señales del Radar Con un Barrido de 1000 Puntos............................................................. 48 Figura 3.28. Aspecto de las Señales del Radar para un Barrido con Máximo Número de Puntos (60000) ..................... 49 Figura 3.29. Aspecto de las señales del Radar para un Barrido con el Menor Número de Puntos Posible (245) .............. 49 Figura 3.30. Detalle de la Señal de FI y su Espectro para un Barrido con el Mínimo Número de Puntos ....................... 50 Figura 3.31. Detalle de la Señal de FI y su Espectro para un Barrido con 10000 Puntos ............................................... 50 Figura 3.32. Espectro de la Señal de FI del Radar Durante la Subida de la Rampa de Barrido. Capturada con GaGe ...... 51 Figura 4.1. Switch Reflective ...................................................................................................................................... 52 Figura 4.2. Switch Non-Reflective .............................................................................................................................. 52 Figura 4.3. Esquema de un Switch SPDT.................................................................................................................... 53 Figura 5.1. Esquemático del Modelo HMC232LP4 ...................................................................................................... 53 Figura 5.2. PCB de Evaluación del Modelo HMC232LP4 ............................................................................................ 53 Figura 5.3. Esquema de Funcionamiento del Modelo HMC232LP4 .............................................................................. 54 Figura 5.4. Driver del Conmutador HMC232LP4. Propuesta del Datasheet ................................................................. 55 Figura 5.5. Señales a la entrada y a la salida del Diodo Zéner....................................................................................... 56 Figura 5.6. Señales en el Circuito Driver del Conmutador ........................................................................................... 57 Figura 5.7. Montaje del Driver de Conmutación sobre Breadboard ............................................................................... 57 Figura 5.8. Señales A (Morado) y B (Amarillo) Procedentes de la Breadboard .............................................................. 58 Figura 5.9. Esquemático del Driver de Conmutación ................................................................................................... 59 Figura 5.10. Driver Listo para su Realización Física .................................................................................................... 60 Figura 5.10. Driver de Conmutación Impreso en PCB ................................................................................................. 61 Figura 5.10. Comparativa PCB/Breadboard. 100 KHz de Conmutación........................................................................ 62 Figura 5.11. Comparativa PCB/Breadboard. 1 MHz de Conmutación .......................................................................... 62 Figura 5.12. Comparativa PCB/Breadboard. 10 MHz de Conmutación ........................................................................ 63 3 Figura 5.13. Esquema del Montaje Realizado para Medir las Características del Conmutador ....................................... 64 Figura 5.14. Medida del Aislamiento del Conmutador ................................................................................................. 64 Figura 5.15. Medida de las Pérdidas de Inserción del Conmutador ............................................................................... 65 Figura 5.16. Espectro de una Portadora en 10 GHz Conmutada a 1 MHz .................................................................... 66 Figura 5.17. Esquema del Montaje Realizado .............................................................................................................. 66 Figura 5.18. Señal de FI Conmutada y Señal A de Conmutación (Conmutación a Alta Frecuencia) .............................. 67 Figura 5.19. Señal de FI Filtrada y Señal A de Conmutación ....................................................................................... 68 Figura 5.20. Señal de FI Conmutada y Señal A de Conmutación (Conmutación a Baja Frecuencia) .............................. 68 Figura 5.22. Potencia a Mitad del Barrido con 1KHz de Frecuencia de Conmutación.................................................... 69 Figura 5.23. Potencia a Mitad del Barrido con 10KHz de Frecuencia de Conmutación .................................................. 70 Figura 5.24. Potencia a Mitad del Barrido con 1MHz de Frecuencia de Conmutación................................................... 70 Figura 5.25. Potencia a Mitad del Barrido con 5MHz de Frecuencia de Conmutación................................................... 71 Figura 5.26. Potencia a Mitad del Barrido sin Conmutador (CWFM) .......................................................................... 71 Figura 6.1. Programa VEE para Cargar vía LAN un Tren de Pulsos de Frecuencia Variable......................................... 72 Figura 6.2. Espectro del Tren de Pulsos Variable en Frecuencia ................................................................................... 73 Figura 6.3. Muestreo a Frecuencia Muy Baja .............................................................................................................. 74 Figura 6.4. Esquema del Montaje Realizado para Aplicar Staggering ........................................................................... 75 Figura 6.5. Foto del Montaje Realizado para Aplicar Staggering .................................................................................. 75 Figura 6.6. FFT de las Señales de FI con Diferente Frecuencia de Conmutación............................................................ 77 Figura 6.7. Aplicación del Método de Staggering ......................................................................................................... 78 Figura 6.8. Blanco Ampliado tras Aplicar Staggering .................................................................................................. 79 Figura 6.9. Esquema del Montaje Realizado para Comprobar la Diferencia entre Radar FMICW y CWFM ................... 80 Figura 6.10. Blanco Detectado con el Modelo CWFM .................................................................................................. 80 Figura 6.11. Filtro implementado ................................................................................................................................ 81 Figura 6.12. Respuesta en Frecuencia del Filtro ........................................................................................................... 82 Figura 6.13. Filtro Implementado en Protoboard ......................................................................................................... 82 Figura 6.14. Blanco Deseado y Falsas Alarmas ............................................................................................................ 83 Figura 6.15. Esquema del Sistema Implementado para Automatizar el Radar ............................................................... 84 Figura 6.16. Esquema del Software a Desarrollar para Control y Procesado de la Señal ................................................ 85 Figura 6.17. Plot del Radar con Método de Staggering Aplicado ................................................................................. 86 Figura 6.18. Señales Indeseadas Procedentes de la Rampa de Barrido ........................................................................... 86 Figura 6.19. Vista Frontal y Trasera del Filtro Implementado en PCB .......................................................................... 87 Figura 6.20. Nivel de Sensibilidad del Receptor ........................................................................................................... 87 Figura 7.1. BeagleBone Black ...................................................................................................................................... 90 Figura 7.2. Generación de una Señal que Detecte el Final del Barrido Mediante un Trigger Schmitt ............................. 91 Figura 7.3. Generación de una Señal que Detecte el Final del Barrido Mediante un Contador (Timer) .......................... 91 Figura I.1. Captura en Medio de Barrido entre 9,9 y 10,1 GHz .................................................................................. 100 Figura I.2. Captura al Final de Barrido entre 9,9 y 10,1 GHz ..................................................................................... 101 Figura I.3. Captura al Principio de Barrido entre 9,9 y 10,1 GHz .............................................................................. 101 Figura I.4. Captura en Medio de Barrido entre 9,8 y 10,2 GHz .................................................................................. 102 Figura I.5. Captura al Final de Barrido entre 9,8 y 10,2 GHz ..................................................................................... 102 4 Figura I.6. Captura al Principio de Barrido entre 9,8 y 10,2 GHz .............................................................................. 103 Figura I.7. Captura en Medio de Barrido entre 10,1 y 10,3 GHz ................................................................................ 103 Figura I.8. Captura al Final de Barrido entre 10,1 y 10,3 GHz ................................................................................... 104 Figura I.9. Captura al Principio de Barrido entre 10,1 y 10,3 GHz ............................................................................. 104 Figura I.10. Captura en Medio de Barrido entre 10 y 10,4 GHz ................................................................................. 105 Figura I.11. Captura al Final de Barrido entre 10 y 10,4 GHz .................................................................................... 105 Figura I.12. Captura al Principio de Barrido entre 10 y 10,4 GHz.............................................................................. 106 Figura I.13. Captura en Medio de Barrido entre 10,3 y 10,5 GHz .............................................................................. 106 Figura I.14. Captura al Final de Barrido entre 10,3 y 10,5 GHz ................................................................................. 107 Figura I.15. Captura al Principio de Barrido entre 10,3 y 10,5 GHz ........................................................................... 107 Figura I.16. Captura en Medio de Barrido entre 10,2 y 10,6 GHz .............................................................................. 108 Figura I.17. Captura al Final de Barrido entre 10,2 y 10,6 GHz ................................................................................. 108 Figura I.18. Captura al Principio de Barrido entre 10,2 y 10,6 GHz ........................................................................... 109 Figura I.19. Captura en Medio de Barrido entre 10 y 10,4 GHz ................................................................................. 109 Figura I.20. Captura al Final de Barrido entre 10 y 10,4 GHz .................................................................................... 110 Figura I.21. Captura al Principio de Barrido entre 10 y 10,4 GHz.............................................................................. 110 ÍNDICE DE TABLAS Tabla 9.1. Componentes Electrónicos Utilizados en la Etapa de Generación de Señal .................................................... 95 Tabla 9.2. Componentes Electrónicos Utilizados en la Etapa de Conmutación .............................................................. 96 Tabla 9.3. Componentes Electrónicos Utilizados en la Etapa de Procesado y Control .................................................... 96 Tabla 9.4. Otros Materiales y Elementos Utilizados ..................................................................................................... 96 Tabla 9.5. Equipos de Medida, Soldadura, Fuentes y Generadores ................................................................................ 97 Tabla 9.6. Electrónica ................................................................................................................................................. 97 Tabla 9.7. Licencias de Software .................................................................................................................................. 97 Tabla 9.8. Honorarios de Referencia ............................................................................................................................ 98 Tabla 9.9. Gastos Asociados a Material Fungible ......................................................................................................... 98 Tabla 9.10. Coste Total del TFG .................................................................................................................................. 99 5 6 FIGURA 1.5. ALCANCE CIEGO EN UN RADAR FMICW Éste efecto se puede caracterizar hablando de “alcances ciegos”. Conforme la señal recibida se solapa con el periodo de transmisión obtenemos una señal de batido más débil hasta que ésta desaparece completamente en el alcance ciego. El efecto que se produce sobre la señal de batido sigue la monotonía descrita por la función representada en la Figura 1.6 [4]. Donde fc es la frecuencia de conmutación transmisión/recepción. Cuando nos encontramos usando la frecuencia de conmutación óptima para el blanco, obtenemos en el receptor un duty-cycle del 50%, lo que significa que tenemos una relación del 50% entre el tiempo que recibimos señal útil del blanco y un ciclo completo de conmutación. Se puede observar que los “alcances ciegos” se encuentran cuando el blanco está a una distancia múltiplo de c/(2·fc). 13 FIGURA 1.6. FUNCIÓN SENSIBILIDAD. Para mejorar nuestra señal de batido en términos de evitar el efecto de los “alcances ciegos” y adaptar la señal para su procesado, conviene realizar un análisis del espectro de dicha señal. Un ejemplo de señal para este sistema tendrá un espectro similar al de una senoide enventanada (modulación de una sinc con una delta) como el mostrado en la Figura 1.7. FIGURA 1.7. ESPECTRO TEÓRICO DE UNA SEÑAL DE BATIDO EN UN SISTEMA FMICW 0 c/(4·fc) c/(2·fc) 3·c/(4·fc) c/(fc) 5·c/(4·fb) dB 14 Los métodos a estudiar para obtener la señal útil son el método de filtrado y el método de Staggering. 1.2.1. MÉTODO DE FILTRADO El fundamento de este método se basa en la observación de la señal de FI en el dominio del tiempo. Teniendo en cuenta que la señal de FI se obtiene en el receptor solamente durante los periodos de conmutación de escucha, el aspecto de la señal de FI será en el tiempo tal como se muestra en la Figura 1.8. FIGURA 1.8. SEÑAL DE FI DE UN RADAR FMICW Esta señal, en el dominio del tiempo no sugiere ningún tipo de tratamiento que permita recuperar la información útil de forma íntegra (quedarnos solamente con la senoide). Sin embargo, si aumentamos la frecuencia de la señal de conmutación, obtendremos una señal con un aspecto más interesante, como se observa en la Figura 1.9. Segmento de escucha n Segmento de escucha n+1 15 Observamos en la Figura 1.9 que la senoide se encuentra “entrecortada”, de forma que un filtro paso bajo permitiría recuperar la forma de onda de la misma completamente. Más adelante se verá el funcionamiento práctico de este sistema, estudiando su viabilidad, aunque se puede adelantar que para que este método sea de aplicación, la frecuencia de conmutación debe ser bastante mayor que la frecuencia de la señal de FI, lo que implica sistemas de conmutación rápidos. FIGURA 1.9. SEÑAL DE FI DE UN RADAR FMICW CON FRECUENCIA DE CONMUTACIÓN ALTA 1.2.2. MÉTODO DE STAGGERING Este método, al contrario que el anterior, requiere una observación de la señal de FI teniendo en cuenta su espectro. En un tramo de escucha del receptor, obtendremos un seno seguido de un silencio (o al contrario) variando el porcentaje de cada uno de ellos. Como ya se ha explicado (Figura 1.6), cuando la posición del blanco es tal que la función sensibilidad es máxima, se obtiene la señal de FI en el 50% del tiempo y tramos de silencio en el otro 50% del tiempo. Cuando es mínima sólo se obtienen tramos de silencio en el 100% del tiempo. En la Figura 1.10 se muestra el aspecto de dos ejemplos de señal de FI 16 que podremos obtener, variando la frecuencia de conmutación (la frecuencia de batido y con ello, la distancia al blanco, es la misma). FIGURA 1.10. TRAMOS DE ESCUCHA DE UN RADAR FMICW CON DIFERENTE FRECUENCIA DE CONMUTACIÓN Si nos centramos en la FFT de estas señales (Figuras 1.11 y 1.12) y teniendo en cuenta que la FFT nos brinda el espectro de la señal como si esta se repitiera hasta el infinito [13], observamos que la posición de los espurios en torno al blanco es diferente debido a la distinta frecuencia de conmutación. FIGURA 1.11. FFT APLICADA A LAS SEÑALES DE LA FIGURA 1.10 Hz Hz 17 FIGURA 1.12. ZOOM DE LAS SEÑALES DE LA FIGURA 1.11 EN TORNO AL BLANCO Como vemos en las Figuras 1.11 y 1.12, el blanco de 20 Hz (la señal de FI usada de ejemplo) se mantiene en ambos espectros, pero el resto de espurios debido a la conmutación son diferentes, lo que sugiere el uso de algún sistema de operación entre espectros que permita quedarnos con lo único que coincida entre ambos, lo que eliminará los espurios más cercanos al blanco, dejando sólo el batido de 20 Hz y, dependiendo de la relación ente las frecuencias de conmutación elegidas, algún espurio lejano al blanco con menor nivel. De esta forma, variando la frecuencia de conmutación entre barridos consecutivos del radar, y comparando los espectros entre ambos barridos, podemos minimizar los espurios para obtener un espectro mucho más limpio, es decir, la señal de batido. Además, como se indica en la referencia [4], existe un método de ecualización de la señal de FI de forma que el blanco destaque lo máximo posible sobre el periodo sordo de señal. El filtro que se propone tiene la respuesta en frecuencia que sigue: 𝐻𝐻𝑒𝑒(𝑓𝑓)= ⎩ ⎪ ⎨ ⎪ ⎧ �𝑇𝑇𝑓𝑓𝑐𝑐 𝐵𝐵|𝑓𝑓|�−1 |𝑓𝑓|≤𝐵𝐵 2𝑇𝑇𝑓𝑓𝑐𝑐 �1−𝑇𝑇𝑓𝑓𝑐𝑐 𝐵𝐵|𝑓𝑓|�−1 𝐵𝐵 2𝑇𝑇𝑓𝑓𝑐𝑐<|𝑓𝑓|≤𝐵𝐵 𝑇𝑇𝑓𝑓𝑐𝑐 Hz Hz 18 Donde T se refiere al periodo de barrido, fc la frecuencia de conmutación, y B al ancho de banda de barrido. Si por ejemplo hacemos un barrido a 2KHz, 400 MHz de barrido y usamos una frecuencia de conmutación de 1 KHz, el aspecto en frecuencia del filtro anterior se observa en la Figura 1.13. FIGURA 1.13. EJEMPLO DE RESPUESTA EN FRECUENCIA DE UN FILTRO DE ECUALIZACIÓN DE UN RADAR FMICW Una vez se ha obtenido la frecuencia de FI correspondiente al blanco, para determinar la distancia al mismo se utilizan las mismas ecuaciones que se aplican en los diferentes barridos de un radar CWFM. En el caso de un barrido en diente de sierra de ancho de banda B y duración T con el que se obtiene una frecuencia de FI fb, la distancia al blanco (Rt) se calcula siguiendo la siguiente expresión: 𝑅𝑅𝑡𝑡=𝑓𝑓𝑏𝑏·𝑐𝑐·𝑇𝑇 2 · 𝐵𝐵 2. SISTEMAS DE GENERACIÓN DE SEÑAL EN RF El primer subsistema que debemos modelar para el diseño del radar FMICW es el de generación de señal. Como ya se ha insistido anteriormente se trata de un radar de 19 onda continua FM, de forma que necesitaremos usar un sistema que permita realizar un barrido de frecuencias más o menos amplio de forma periódica. 2.1. SISTEMAS EN LAZO ABIERTO El primer método de generación de señal que se estudiará es mediante el uso de sistemas en lazo abierto, sin realimentación, concretamente la generación de señal mediante el uso de un VCO (Oscilador Controlado por Tensión) simple conectado a una tensión de alimentación que varía en forma de diente de sierra de forma que a la salida se obtenga un barrido frecuencial que siga la misma monotonía de la tensión de control (Vctl). En la Figura 2.1 se observa un esquema básico de un VCO [5]. FIGURA 2.1. ESQUEMA BÁSICO DE UN VCO El circuito básico de un VCO visto en la figura 2.1 es capaz de generar una señal a su salida cuya frecuencia es proporcional a la tensión de entrada según la siguiente expresión [5]: 𝑓𝑓=𝑉𝑉𝑐𝑐𝑡𝑡𝑐𝑐�1 + 𝑅𝑅2𝑅𝑅1 �� 4𝑉𝑉𝐶𝐶𝐶𝐶𝑅𝑅𝑅𝑅 Integrador Comparador Inversor con histéresis V ctl V out 20 Lo cual nos puede resultar conveniente para generar una señal de FM, ya que la respuesta es linealmente proporcional a la tensión de control. Cuando subimos en frecuencia y se desea un ancho de banda grande, la respuesta de un VCO simple deja de ser lineal. A modo de ejemplo, en la Figura 2.2 se muestra la respuesta de un VCO simple de banda ancha marca Hittite modelo HMC588LC4B ante la tensión de control. FIGURA 2.2. RESPUESTA FRECUENCIA/TENSIÓN DE CONTROL DEL VCO HMC558LC4B En esta figura se observa que la respuesta es poco lineal, lo que implica que para conseguir un barrido lineal de frecuencia en la banda del VCO, la tensión de control tampoco puede ser lineal. Ello supone generar una señal de control “a medida del VCO”. El ruido y la estabilidad en frecuencia son otros parámetros importantes de los VCOs. Pequeñas desviaciones en frecuencia o pérdida de sensibilidad pueden ser problemáticas en nuestro sistema. Este efecto se observa con más detalle en la respuesta del modelo HMC358MS8G de Hittite (Figura 2.3). Los mayores inconvenientes que encontraremos a la hora de considerar estos sistemas como sistemas de generación de señal FM para nuestro radar son los anteriormente mencionados. La no linealidad de la respuesta obliga al uso de algún 21 sistema que compense la tensión de control o a la generación de una tensión de control compleja de forma que la salida del VCO sea un barrido lineal en frecuencia. Por otra parte, los efectos de temperatura, polarización, etc. hacen que estos sistemas sean poco estables y presenten peor ruido de fase. FIGURA 2.3. RESPUESTA FRECUENCIA/TENSIÓN DE CONTROL/TEMPERATURA DEL VCO HMC358MS8G El mayor punto a favor para el uso de estos sistemas se corresponde con la sencillez en implementación y su bajo coste. 2.2. SISTEMAS BASADOS EN PLL En este apartado se estudiará la generación de un barrido frecuencial periódico mediante el uso de un PLL (bucle enganchado en fase). Un PLL, si bien hace uso de un VCO, su filosofía de funcionamiento es algo diferente gracias al establecimiento de un lazo de realimentación. Un PLL básico es un sistema capaz de reproducir la frecuencia que tiene a su entrada en la salida, sin embargo, 22 La señal de trigger por cada paso del barrido es mucho más sencilla de generar (se puede hacer mediante un reloj simple) y permite mayor flexibilidad a la hora de configurar la frecuencia fm de la rampa (señal moduladora), lo cual es una característica deseable en un radar FM pues esto influye en el alcance. Antes que nada, con el fin de medir la máxima frecuencia de moduladora que soporta nuestro sistema, la frecuencia de repetición de los barridos (ancho de banda del PLL), usando el filtro activo, se ha conformado el esquema mostrado en la Figura 3.5 [7,8]. FIGURA 3.5. MONTAJE REALIZADO PARA MEDIR EL ANCHO DE BANDA DEL PLL Donde se ha introducido una señal de 50 MHz modulada por un tono (la frecuencia del cristal de referencia interno se ha desactivado) en la entrada de referencia externa. Se ha ido aumentando la frecuencia de modulación hasta el punto en el que la amplitud de la señal demodulada por el PLL cae a 3 dB en potencia (1/√2 en tensión) con respecto a la que se observa en baja frecuencia. La frecuencia límite de la moduladora en este caso determina el ancho de banda del PLL. El ancho de banda que se ha medido es de 200 KHz. Como, en principio, configuraremos barridos con una frecuencia de 2 KHz, no supondrá un problema este valor [7]. Para generar la señal de trigger, la ecuación mediante la cual podemos calcular el número de puntos deseado con el fin de obtener una fm determinada es la siguiente: 𝐹𝐹𝐹𝐹𝐹𝐹𝑞𝑞𝑡𝑡𝑟𝑟𝑚𝑚𝑡𝑡 𝑓𝑓𝑚𝑚=𝑁𝑁𝑁𝑁𝑁𝑁𝑃𝑃𝑁𝑁𝑁𝑁𝑁𝑁𝑁𝑁𝑁𝑁 29 Si deseamos una señal moduladora con fm de 2KHz con una señal de reloj de 10 MHz necesitaremos una rampa con 5000 puntos. Para el cálculo de los valores de los registros que hay que poner para obtener una rampa de 5000 puntos entre dos frecuencias determinadas se ha configurado un archivo EXCEL donde se determina la frecuencia central, el ancho de banda deseado y el número de puntos y calcula rápidamente el valor que hay que poner en los registros implicados en esta configuración, lo que ha ayudado a la eficiencia y rapidez en los cálculos. FIGURA 3.6. HOJA EXCEL REALIZADA PARA CALCULAR LOS VALORES DE LOS REGISTROS Con esto se ha definido un archivo de configuración para un barrido en 10,2 GHz de 400 MHz de ancho de banda con 5000 puntos. Se ha realizado un montaje de radar CWFM con el fin de medir los parámetros de la señal de FI utilizando este sistema de generación, en el que se ha usado un trigger de 10 MHz. El montaje que se ha realizado es el mostrado en la Figura 3.7 y 3.8, donde hemos utilizado un receptor I/Q (downconverter) modelo HMC908LC5 de Hittite para obtener la señal de FI [9]. 30 FIGURA 3.7. FOTO DEL MONTAJE REALIZADO PARA BARRIDO PASO A PASO DEL PLL FIGURA 3.8. ESQUEMA DEL MONTAJE REALIZADO PARA BARRIDO PASO A PASO DEL PLL Se ha conectado la salida de la placa de evaluación a un analizador de espectros para comprobar que el barrido es adecuado y a un receptor con un blanco (simulado con un cable) para obtener la señal de FI típica de un radar CWFM. En definitiva, se ha realizado el montaje de un radar CWFM con el fin de evaluar la calidad de la señal demodulada y determinar la pureza del tono demodulado en cada rampa analizando los espurios, glitches y demás distorsiones de la señal. Primero, se han realizado diferentes mediciones con el analizador de espectro que nos determinan la calidad de la señal de barrido del radar en estática. Para ello se han 31 cargado diferentes barridos de alta resolución (100000 puntos) en diferentes frecuencias y con diferentes anchos de banda y se ha detenido el trigger en puntos arbitrarios al principio, medio y final del barrido para observar la portadora existente en dichos puntos y determinar la calidad del tono que se está emitiendo. Para los 6 barridos realizados, de los que se han extraído un total de 18 imágenes (Anexo I), se observa que por norma general, el aspecto de los tonos con los que se realiza el barrido es bastante limpio, un ejemplo se recoge en la Figura 3.9. No se observan espurios en las medidas realizadas con frecuencia fija de portadora. Sin embargo, en una de las imágenes obtenidas, debido a que se ha detenido el trigger en un valor de división fraccional, se ha observado unas señales espurias a 122 KHz del tono fundamental, a 41 dBc. Dicha imagen se muestra en la Figura 3.10. FIGURA 3.9. ASPECTO TÍPICO DE LA PORTADORA GENERADA POR EL PLL EN UN PROCESO DE BARRIDO. 32 FIGURA 3.10. ASPECTO INUSUAL DE LA PORTADORA GENERADA POR EL PLL Podemos determinar que, por norma general, el barrido consta de señales bastante limpias. Con este montaje se ha observado la señal de FI en el osciloscopio y la señal a la entrada del VCO de la placa de evaluación (Vctl), la cual se ha obtenido utilizando una sonda (Figura 3.11). La señal de FI vista en el osciloscopio presenta inconvenientes que provocarán problemas a la hora de determinar los blancos. Se observa (Figura 3.12) que las rampas de la moduladora se curvan debido a un enganche inadecuado y en diversos puntos se observa una señal de FI que no corresponde con un tono a una frecuencia fija, lo que nos causaría falsas alarmas. 33 FIGURA 3.11. SOLDADO DE UNA SONDA PARA OBSERVAR LA VCTL DEL PLL Para intentar arreglar este problema, se ha generado una señal moduladora de 2KHz, pero disminuyendo el número de puntos a 2500, lo que nos permite bajar la frecuencia de trigger de 10 MHz a 5MHz. Con esta velocidad de trigger, a pesar de que el salto frecuencial es más bruto (aumentamos el salto en Hz por trigger), se observa una clara mejoría en la señal de FI (el propio osciloscopio la dispara con mayor precisión, lo que denota una desaparición de ciertos glitches). 34 FIGURA 3.12. PROBLEMAS OBSERVADOS EN LAS SEÑALES DEL RADAR DEBIDO A DESENGANCHE FIGURA 3.13. BARRIDO DE FRECUENCIA DE 2500 PUNTOS Y FI OBTENIDA Uno de los problemas que inicialmente nos preocupaba era que hemos reducido de 5000 puntos a 2500 puntos. Si reducimos a la mitad el número de puntos, la resolución Variación sobre la frecuencia esperada Deformación de la moduladora por enganche inadecuado 35 del radar también disminuye. Dos blancos que estén muy cercanos se detectarán en un mismo “escalón” del barrido con mayor probabilidad si usamos 2500 puntos que si usamos 5000 puntos. FIGURA 3.14. RESOLUCIÓN DEL BARRIDO Esto implicaría, concretamente, que si hacemos un barrido de 5000 puntos con un trigger de 10 MHz, entre cada salto del barrido pasarán solamente: 𝑇𝑇𝑡𝑡𝑟𝑟𝑚𝑚𝑡𝑡𝑡𝑡𝑒𝑒𝑟𝑟 =1 𝑓𝑓𝑡𝑡𝑟𝑟𝑚𝑚𝑡𝑡𝑡𝑡𝑒𝑒𝑟𝑟=1 10 ·106=100 𝑁𝑁𝑁𝑁𝐹𝐹𝑛𝑛 Por tanto, podríamos pensar que dos blancos que se encuentren tan cerca que su diferencia de distancia para el radar sea de 100 nseg, serán detectados en el mismo punto. Teniendo en cuenta que esto se corresponde con el tiempo que la señal llega a un blanco, se refleja sobre él y vuelve (a la velocidad de la luz), este tiempo entre pasos del barrido se traducirá en una resolución: 𝐷𝐷𝐷𝐷𝑁𝑁𝑁𝑁𝐷𝐷𝑁𝑁𝑐𝑐𝐷𝐷𝐷𝐷𝑑𝑑𝑒𝑒 𝑚𝑚𝑚𝑚𝑏𝑏𝑚𝑚𝑡𝑡ü𝑒𝑒𝑑𝑑𝑚𝑚𝑑𝑑 = 𝑇𝑇𝑡𝑡𝑟𝑟𝑚𝑚𝑡𝑡𝑡𝑡𝑒𝑒𝑟𝑟·𝑐𝑐 2=100 ·10−9·3·108 2=15 𝑁𝑁𝐹𝐹𝑁𝑁𝐹𝐹𝑁𝑁𝑁𝑁 36 Con lo que blancos que disten entre sí 15 metros o menos se podrán detectar en la misma posición. Obviamente, si hacemos un barrido con menos puntos y un trigger más lento, la resolución disminuirá de forma proporcional y la distancia de ambigüedad aumentará de forma proporcional. También hay una cierta resolución en el eje vertical, que se explica teniendo en cuenta que la mínima diferencia de frecuencias que puede haber para un blanco concreto en la señal de FI corresponde con el salto frecuencial en Hz. Cuando se hace la mezcla de la señal generada con la que se recibe de la antena, al tratarse de señales “a saltos” la mezcla consistirá siempre en una señal de frecuencia múltiplo del salto frecuencial. Si tenemos un barrido de 5000 puntos para un ancho de banda de 400 MHz con una señal moduladora de 2KHz, en cada paso del barrido se realizará un salto de: 𝑆𝑆𝐷𝐷𝑆𝑆𝑁𝑁𝑁𝑁𝑟𝑟𝑟𝑟𝑒𝑒𝑓𝑓=400 ·106 5000 =80 𝐾𝐾𝐻𝐻𝐾𝐾 Por tanto, la mezcla de la señal reflejada en el blanco con la señal generada (FI) será tal que el blanco más cercano que se detectará corresponderá con una frecuencia de 80 KHz (ignorando blancos muy cercanos al sistema, que se detectarán en el mismo “escalón del barrido” y no se detectarán porque la mezcla es de 0 Hz y considerando que no tenemos efecto doppler (blanco fijo)). Para esta FI, a partir de la ecuación característica del rango en un sistema radar CWFM se puede calcular la distancia que se detectará al blanco: 𝑅𝑅= 𝑐𝑐·𝑓𝑓𝑓𝑓 4 · ∆𝑓𝑓·𝑓𝑓𝑁𝑁=3 · 108·80 ·103 4 · 400 ·106·2000 = 7,5 𝑁𝑁 Con lo que los blancos se detectarían siempre en múltiplos de 7,5 metros de distancia. Para este caso, considerando que la distancia de ambigüedad que habíamos calculado anteriormente es de 15m, podríamos considerar que el límite global del sistema es de 15 metros entre los blancos, de forma que dos blancos que disten entre sí menos de 15m se detectarán en el mismo punto y las posibles distancias en las que se podrían detectar blancos son múltiplos de 7,5 metros. 37 Sin embargo, anteriormente habíamos medido el ancho de banda del PLL, siendo éste de 200 KHz. Esto implica que el PLL no es capaz de seguir estos saltos frecuenciales (a frecuencias de MHz) como escalones perfectos, sino que los filtra y los sigue de una forma cuasi-lineal. Por esto estas estimaciones son irrelevantes. Sin embargo, el aspecto visual de la señal, aunque útil para determinar la existencia de errores graves en la señal, no nos es útil para determinar si se trata de una señal realmente limpia y lista para su uso en un radar real. Para esta tarea debemos observar la señal de FI en un analizador de espectros. Para evaluar la señal de FI en un periodo de moduladora, se ha utilizado una tarjeta GAGE con formato PCI para un ordenador con entradas BNC que permiten medir señales. La tarjeta GAGE dispone de una característica muy atractiva, que es la capacidad de definir cuántas muestras se quieren observar de la señal antes y después del evento de trigger. De esta forma introducimos la rampa moduladora en uno de los canales de la tarjeta GAGE y disparamos con ella y en el otro canal introducimos la señal de FI demodulada. Como la rampa moduladora tiene un nivel de continua de 4V y la tarjeta GAGE no soporta esto, colocamos en serie con la salida de moduladora que habíamos soldado previamente un condensador que elimina el nivel de continua a costa de deformar levemente la señal de moduladora. Con las señales en pantalla (usando el software provisto por GAGE, que es como un osciloscopio), se configura el número de muestras por segundo de la señal a uno suficientemente elevado para detectar incluso las frecuencias más elevadas de la señal de FI y se configuran el número de muestra pre-trigger y post-trigger para que lo que se observe en la pantalla sea únicamente el periodo de subida de la rampa de moduladora y, en el otro canal, el tono que determina el rango al blanco sin errores (Figura 3.15). 38 Se ha calculado que el DDS deberá sintetizar una señal de barrido entre 100 y 104 MHz la cual se conectará como señal de referencia para el PLL usado en la anterior parte. Teniendo en cuenta que: 𝑓𝑓𝑜𝑜𝑜𝑜𝑡𝑡 =𝑓𝑓𝑟𝑟𝑒𝑒𝑟𝑟·𝐷𝐷𝐷𝐷𝐷𝐷 Si en vez de variar el divisor, lo dejamos fijo en 100 (25 teniendo en cuenta el predivisor por 4) y el barrido va entre los valores indicados anteriormente, obtenemos una señal a la salida que va desde 10 GHz hasta 10,4 GHz, que es lo que buscamos para poder comparar su rendimiento con el análisis anterior. FIGURA 3.22. SOFTWARE DE CONFIGURACIÓN DEL DDS El montaje final queda como se muestra en las Figuras 3.23 y 3.24. 45 FIGURA 3.23. FOTO DEL MONTAJE REALIZADO. FIGURA 3.24. ESQUEMA DEL MONTAJE REALIZADO Lo primero que hacemos es poner el DDS a generar una señal fija en frecuencia conectada al PLL con divisor de 100. El objetivo es analizar el nivel de espurios de la portadora usada para generar el barrido. Con este objetivo se ha probado a generar varias frecuencias entre 100 y 104 MHz en el DDS observando que (Anexo II), en este caso, la portadora tiene un aspecto más estable con la frecuencia que el caso en el que usábamos el divisor programable para realizar el barrido; teniendo siempre una portadora con el aspecto mostrado en la Figura 3.25. En la Figura 3.26 se compara, para un mismo valor de frecuencia en RF, la estabilidad de la portadora usando el PLL con divisor fraccional (amarillo) y usando el PLL con DDS de referencia (azul). Para ello se ha tomado una frecuencia que haga uso del divisor fraccional en el PLL y se han centrado ambas medidas con el mismo filtro de 46 resolución. Se observa que el “suelo de ruido” es en media 10 dB mayor en el caso del PLL con divisor fraccional. FIGURA 3.25. PORTADORA GENERADA POR EL PLL CON DDS FIGURA 3.26. COMPARACIÓN DE PORTADORA GENERADA POR EL PLL CON DDS (AZUL) Y POR EL PLL CON DIVISOR PROGRAMABLE (AMARILLO) 47 Con el DDS, el barrido de frecuencias se genera también con un número de puntos, al igual que se hace con el divisor del PLL. En el anterior experimento, a medida que aumentábamos el número de puntos el sistema sufría un desenganche mayor, produciendo glitches en la señal demodulada. Se ha comprobado con el DDS cómo afecta a la señal de FI el uso de un número de puntos mayor o menor, comprobando que el aumento del número de puntos no supone un problema para el DDS, pero sí el uso de un número de puntos muy bajo. En las Figuras 3.27 a 3.29 se muestra la señal de FI en el tiempo (amarillo), la tensión de control (Vctl) del PLL (rojo) y la señal de trigger generada por el microprocesador (verde); para diferentes resoluciones de barrido. En la Figura 3.30 se observa en detalle la señal de FI (amarillo) y su espectro (morado) para un barrido con la mínima resolución posible, donde se aprecia el efecto contraproducente de configurar un número de puntos muy bajo. Por el contrario, en la Figura 3.31 se observa la misma señal con un barrido con mayor resolución, apreciando que el espectro es más limpio y la señal tiene mejor aspecto. De estas medidas se determina que es mejor utilizar un número de puntos alto. FIGURA 3.27. ASPECTO DE LAS SEÑALES DEL RADAR CON UN BARRIDO DE 1000 PUNTOS. 48 FIGURA 3.28. ASPECTO DE LAS SEÑALES DEL RADAR PARA UN BARRIDO CON MÁXIMO NÚMERO DE PUNTOS (60000) FIGURA 3.29. ASPECTO DE LAS SEÑALES DEL RADAR PARA UN BARRIDO CON EL MENOR NÚMERO DE PUNTOS POSIBLE (245) 49 FIGURA 3.30. DETALLE DE LA SEÑAL DE FI Y SU ESPECTRO PARA UN BARRIDO CON EL MÍNIMO NÚMERO DE PUNTOS FIGURA 3.31. DETALLE DE LA SEÑAL DE FI Y SU ESPECTRO PARA UN BARRIDO CON 10000 PUNTOS 50 Centrándose en la señal con un número de puntos de 10000, se ha realizado el análisis con la tarjeta GAGE como en el Apartado 3.1, observando los posibles espurios y armónicos que puedan aparecer en la señal demodulada (Figura 3.31). FIGURA 3.32. ESPECTRO DE LA SEÑAL DE FI DEL RADAR DURANTE LA SUBIDA DE LA RAMPA DE BARRIDO. CAPTURADA CON GAGE Se observa en la Figura 3.32 un espurio a 264 KHz que tiene un nivel 50 dB inferior a la señal demodulada. 4. SISTEMAS DE CONMUTACIÓN DE SEÑALES EN RF El segundo subsistema que compone el radar FMICW es el subsistema de conmutación. Una clasificación sencilla bajo la que se pueden englobar los switches se 51 basa en si son “reflectivos” o no (si al encontrarse en posición abierta, producen onda reflejada en alta frecuencia o están conectados a una impedancia de 50 ohm y, por tanto, reflejan lo mínimo posible). F IGURA 4.1. S WITCH R EFLECTIVE F IGURA 4.2. S WITCH N ON -R EFLECTIVE Para la aplicación que estamos manejando, teniendo en cuenta que las frecuencias que se trabajan son bastante elevadas (y por tanto la onda reflejada es crítica) se elegirá por tanto un switch non-reflective. Por otra parte, es de importancia elegir un conmutador que ofrezca un aislamiento lo más alto posible cuando se encuentre en posición abierta, para evitar que se produzca transferencia de potencia entre conexiones abiertas. Un conmutador ideal tiene unas pérdidas de inserción (en posición cerrado) de 0 dB en su banda de trabajo y un aislamiento (en posición abierto) de ∞dB en su banda. La realidad es que es imposible conseguir estas características en soportes reales, las pérdidas de inserción se considerarán aceptables hasta 3dB y un aislamiento típico para estos sistemas rondará los 50dB. Además, de forma real los conmutadores funcionarán con un máximo de potencia a su entrada (empezarán a comprimir la salida con respecto a la entrada a partir de una cierta potencia) y, a pesar de ser non-reflective, se producirá una cierta reflexión en sus terminales, lo que se traduce en que tendrán unas pérdidas de retorno no infinitas. Para nuestro sistema, nos interesará un switch SPDT, que conecta una puerta con otras dos, de forma que cuando está en una posición conecta con una de ellas y en la otra posición con la otra, la Figura 4.3 ayuda a entender este concepto. 52 FIGURA 4.3. ESQUEMA DE UN SWITCH SPDT 5. PUESTA A PUNTO DE UN CONMUTADOR COMERCIAL Una vez elegido el tipo de conmutador que se va a utilizar, en los siguientes apartados se estudiará de forma práctica un modelo de conmutador idóneo para el sistema, el cual ha sido el conmutador HMC232LP4 de la casa Hittite [10], del que se ha dispuesto con su placa de evaluación. F IGURA 5.1. E SQUEMÁTICO DEL M ODELO HMC232LP4 F IGURA 5.2. PCB DE E VALUACIÓN DEL M ODELO HMC232LP4 Este conmutador consta de 3 puertas, RFC, RF1 y RF2, conmutando la conexión entre RFC con RF1 o con RF2 (Figura 5.3) mediante una señal TTL. 53 FIGURA 5.3. ESQUEMA DE FUNCIONAMIENTO DEL MODELO HMC232LP4 Las características más interesantes de este switch, extraidas del datasheet, son unas pérdidas de inserción de aproximadamente 2,2 dB a 10 GHz, un aislamiento de aproximadamente 42 dB a esa frecuencia. El peor caso de pérdidas de retorno lo tenemos en las puertas RF1,2 cuando las mismas se encuentran en estado abierto, teniendo un RL de aproximadamente 13 dB a esa frecuencia. La máxima potencia que admite el switch a 10 GHz con una compresión de 0,1 dB es de aproximadamente 26 dBm. 5.1. DESARROLLO DEL DRIVER DE CONMUTACIÓN Las señales de control se introducen por 2 pines situados en la placa del conmutador (A y B, junto con un pin de puesta a tierra). El Datasheet [10] propone un montaje para generar estas señales de Control, lo que se denomina un Driver para el conmutador. El montaje sólo requiere una tensión de polarización y una señal TTL (a la frecuencia que se desee conmutar) para generar las dos señales que deben ser introducidas por los pines denominados A y B, que son dos señales TTL en contrafase. El driver propuesto es el mostrado en la Figura 5.4. RF1 RF2 RFC Señales de Control 54 FIGURA 5.10. DRIVER DE CONMUTACIÓN IMPRESO EN PCB Se han soldado dos cables (amarillo y negro) para conectar los -5V de alimentación y GND a la PCB. Para comprobar la mejoría de las señales TTL con las generadas en la breadboard se han conectado ambas placas con la misma señal TTL de entrada y se han comparado los canales A de ambas para analizar cuál es su comportamiento a diferentes frecuencias. En las Figuras 5.10 a 5.12 la señal en magenta proviene de la breadboard y la señal verde de la PCB. 61 FIGURA 5.10. COMPARATIVA PCB/BREADBOARD. 100 KHZ DE CONMUTACIÓN FIGURA 5.11. COMPARATIVA PCB/BREADBOARD. 1 MHZ DE CONMUTACIÓN 62 FIGURA 5.12. COMPARATIVA PCB/BREADBOARD. 10 MHZ DE CONMUTACIÓN 5.2. CARACTERIZACIÓN EXPERIMENTAL DEL CONMUTADOR Sobre la PCB de evaluación del conmutador se ha soldado, en los pines A y B, unos cables SMA para conectorizar al driver desarrollado, soldando la malla de los mismos con el plano de masa de la PCB y los vivos a sus respectivas entradas. Además, con el fin de limitar el máximo voltaje que se puede aplicar en dichos terminales, se han soldado unos diodos zéner de 6,2V en paralelo a la entrada de señal en A y B. Una vez hecho esto, se procede a observar y medir una señal conmutada, para lo cual se usará un tono generado en la puerta RFC del conmutador, se conectará una impedancia de 50 ohm en la puerta RF2 y un analizador de espectro en RF1, pudiendo así medir los diferentes parámetros del conmutador (Figura 5.13). 63 FIGURA 5.13. ESQUEMA DEL MONTAJE REALIZADO PARA MEDIR LAS CARACTERÍSTICAS DEL CONMUTADOR De esta forma se ha introducido a la entrada una señal de 10 GHz y 0 dBm de potencia, conmutándola a la salida. El nivel de pérdidas introducido por los cables es de 4,39 dB. Para medir el nivel de aislamiento del conmutador, se ha desconectado la señal TTL del driver y se ha observado el espectro en RF1 (Figura 5.14). FIGURA 5.14. MEDIDA DEL AISLAMIENTO DEL CONMUTADOR 64 Donde se observa que la portadora se encuentra a -52,7 dBm, lo que supone un aislamiento de 48,31 dB (un poco superior a lo estipulado en el datasheet). Por otra parte, cuando el conmutador está en posición de cerrado, la potencia medida dará un dato de pérdidas de inserción (Figura 5.15). FIGURA 5.15. MEDIDA DE LAS PÉRDIDAS DE INSERCIÓN DEL CONMUTADOR Se observa que la portadora está a -8,09 dBm, lo que supone unas pérdidas de inserción de 3,7 dB. Casi 1 dB por encima de lo estipulado en el datasheet. El espectro de la señal conmutada con un tren de pulsos de 1 MHz es el mostrado en la Figura 5.16. La Figura 5.16 se corresponde con una sinc a 10 GHz. Como se observa, los espurios debido a la sinc son de una amplitud bastante elevada (a solo 3,5 dBc) de forma que, como ya se había estipulado anteriormente, será necesario un sistema que se encargue de eliminar estos espurios mediante procesado o filtrado. 65 FIGURA 5.16. ESPECTRO DE UNA PORTADORA EN 10 GHZ CONMUTADA A 1 MHZ Pasamos ahora a analizar el aspecto que tendrá nuestra señal de FI en el montaje con el conmutador. Para ello, conectamos el PLL, haciendo barrido con divisor fraccional y doble trigger (Figuras 3.3 y 3.4) a un divisor de potencia para alimentar la puerta de OL de un receptor down-converter (Hittite HMC908LC5) y a la vez la puerta RF1 del conmutador. Conectamos la puerta RFC del conmutador a un blanco simulado con un cable y la señal recibida del blanco la introducimos directamente como señal de RF en el down-converter (Figura 5.17). FIGURA 5.17. ESQUEMA DEL MONTAJE REALIZADO 66 De esta forma, aunque el montaje no es el definitivo del radar, la señal de FI que obtendremos corresponderá con la que se obtendría en el mejor de los casos en el montaje definitivo (cuando la sensibilidad es máxima). Como esperamos una señal de FI de unas decenas de KHz, usaremos un trigger para el conmutador de 1 MHz, de forma que podamos comprobar el Método de Filtrado para la señal de FI. FIGURA 5.18. SEÑAL DE FI CONMUTADA Y SEÑAL A DE CONMUTACIÓN (CONMUTACIÓN A ALTA FRECUENCIA) Se observa en la parte superior de la Figura 5.18 la señal de FI y en la parte inferior la señal TTL usada para disparar el conmutador. Se procederá a aplicar un filtrado sencillo sobre la anterior señal, para lo que se ha implementado un filtro RC sencillo (con R=1KΩ y C=4,7 nF, por tanto, fc=1/(2πRC)≈33,86 KHz), obteniéndose así la señal filtrada a la salida del filtro (Figura 5.19). Hay que tener en cuenta que el método de conectorización de la salida del receptor con el filtro no es el mejor, y que ello produce atenuación de la señal y aparición de ruido. Además, el filtro implementado paso bajo no es el más adecuado para esta aplicación, siendo más adecuados filtros paso banda de orden algo superior (para filtrar también los espurios de la sinc a frecuencias inferiores al tono). 67 FIGURA 5.19. SEÑAL DE FI FILTRADA Y SEÑAL A DE CONMUTACIÓN Si utilizamos una frecuencia de conmutación más baja, el aspecto de la señal conmutada es el mostrado en la Figura 5.20 (acorde con la Figura 1.8). FIGURA 5.20. SEÑAL DE FI CONMUTADA Y SEÑAL A DE CONMUTACIÓN (CONMUTACIÓN A BAJA FRECUENCIA) 68 No hay que olvidar que el montaje realizado se corresponde con el caso óptimo de sensibilidad. En términos generales el periodo mudo de la señal de FI será más largo que el periodo no mudo (no nos encontraremos en la máxima sensibilidad). El siguiente montaje sirve para determinar las diferencias entre el radar con conmutador y sin conmutador, de esta forma se utilizará el montaje que se ha usado hasta ahora, donde el conmutador estará funcionando a una frecuencia de 1 KHz, 10 KHz, 1MHz y 5 MHz y se comprobará cómo afecta esto a la potencia de la señal de entrada del receptor (basándonos en la potencia a la mitad del barrido), analizando cómo varía dicha potencia cuando se cambia la velocidad de conmutación. Posteriormente se hará el mismo análisis pero sin conectar el conmutador (montaje CWFM convencional). De esta forma se obtendrán los valores relativos de sensibilidad del sistema FMICW respecto al CWFM. Las Figuras 5.22 a 5.25 corresponden a la medida de potencia anteriormente descrita con el analizador de espectro en modo max-hold y el conmutador conectado a diferentes frecuencias. La Figura 5.26 corresponde a la medida sin conmutador. FIGURA 5.22. POTENCIA A MITAD DEL BARRIDO CON 1KHZ DE FRECUENCIA DE CONMUTACIÓN 69 FIGURA 5.23. POTENCIA A MITAD DEL BARRIDO CON 10KHZ DE FRECUENCIA DE CONMUTACIÓN FIGURA 5.24. POTENCIA A MITAD DEL BARRIDO CON 1MHZ DE FRECUENCIA DE CONMUTACIÓN 70 FIGURA 6.6. FFT DE LAS SEÑALES DE FI CON DIFERENTE FRECUENCIA DE CONMUTACIÓN 77 FIGURA 6.7. APLICACIÓN DEL MÉTODO DE STAGGERING 78 FIGURA 6.8. BLANCO AMPLIADO TRAS APLICAR STAGGERING A continuación se ha realizado el montaje mostrado en la Figuras 6.9 sobre el sistema, de tal forma que se elimina la componente de conmutación y se simula un blanco similar. Con este montaje se pretende analizar la diferencia existente en sensibilidad entre el modelo CWFM y el modelo FMICW. 79 FIGURA 6.9. ESQUEMA DEL MONTAJE REALIZADO PARA COMPROBAR LA DIFERENCIA ENTRE RADAR FMICW Y CWFM Con este montaje, la señal de FI obtenida tiene el aspecto en frecuencia mostrado en la Figura 6.10. FIGURA 6.10. BLANCO DETECTADO CON EL MODELO CWFM Se observa claramente el blanco directamente en el espectro, sin necesidad de hacer ningún tipo de procesado. La desviación en frecuencia se debe principalmente a que se ha usado un blanco diferente al usado en la anterior medida. Blanco (≈14m) 80 Si sustituimos el blanco de 10 metros por uno de 28 en el sistema FMICW, la atenuación con el mismo (de aproximadamente 80 dB en el trayecto de ida y vuelta) hace imposible aplicar el anterior método, de forma que no se ve ningún blanco útil cerca de la frecuencia de batido esperada (unos 151 KHz). Con el fin de mejorar en cierta medida el alcance del sistema y permitir un muestreo más lento, se ha implementado el filtro mostrado en la Figura 6.11 (Chebyshev tipo 1, con frecuencia de corte de 300 KHz y ganancia en torno a los 22 dB en la banda de paso) con el objetivo de situarlo tras el receptor. FIGURA 6.11. FILTRO IMPLEMENTADO Cuya respuesta en frecuencia es tal como se muestra en la Figura 6.12. La implementación de este filtro se ha realizado en una protoboard como sistema inicial (Figura 6.13). 81 FIGURA 6.12. RESPUESTA EN FRECUENCIA DEL FILTRO FIGURA 6.13. FILTRO IMPLEMENTADO EN PROTOBOARD Con este filtrado en la etapa de recepción y siguiendo los pasos descritos anteriormente, con un blanco de 28 metros, y tras aplicar el método de Staggering 82 observamos que aunque se detecta el blanco, se detectan también blancos falsos cercanos al rango deseado (Figura 6.14). FIGURA 6.14. BLANCO DESEADO Y FALSAS ALARMAS Con el fin de automatizar nuestro sistema se desarrollará un software en MATLAB capaz de, además de hacer el procesado, hacerlo automáticamente y controlar la frecuencia de conmutación (para lo que se hará uso de comandos SPCI a partir de protocolo TCP/IP). El esquema final del sistema se muestra en la Figura 6.15. 83 FIGURA 6.15. ESQUEMA DEL SISTEMA IMPLEMENTADO PARA AUTOMATIZAR EL RADAR Donde el software desarrollado deberá elegir una frecuencia de conmutación y actuar sobre el generador de onda arbitraria para que se use esa frecuencia de conmutación, capturar (con la tarjeta GAGE) la señal obtenida en FI, cambiar la frecuencia de conmutación, capturar la señal en FI, multiplicar las FFT de las dos señales anteriormente capturadas, umbralizar la salida y hacer un plot de la misma para mostrar la salida al usuario. Siguiendo el esquema de la Figura 6.16 se ha desarrollado el software en MATLAB (el código se puede observar en el ANEXO II). La salida obtenida de este sistema con un blanco a 10 metros es la mostrada en la Figura 6.17. 84 FIGURA 6.16. ESQUEMA DEL SOFTWARE A DESARROLLAR PARA CONTROL Y PROCESADO DE LA SEÑAL 85 FIGURA 6.17. PLOT DEL RADAR CON MÉTODO DE STAGGERING APLICADO Con este montaje, se ha comprobado que la máxima distancia que se alcanza con el radar sin perder el blanco o sin observar ruido por encima del nivel del blanco, es un blanco de aproximadamente 10 metros. Para aumentar el alcance efectivo del radar evitando blancos falsos, se ha optado por eliminar (digitalmente) todo el espectro de batido por debajo de 8KHz, teniendo en cuenta que en esta banda se encuentra la frecuencia de la rampa de barrido (aprox. 2 KHz) y sus espurios (Figura 6.18), los cuales tienen un nivel considerable y no son eliminados por el método de Staggering. Por otro lado, se ha implementado el filtro anteriormente comentado en placa PCB, reciclando una placa antigua de un CAG (Figura 6.19). FIGURA 6.18. SEÑALES INDESEADAS PROCEDENTES DE LA RAMPA DE BARRIDO 86 8.1.4. PRESENTACIÓN EN PANTALLA La BeagleBone incluye una salida microHDMI, de forma que se puede conectar a una pantalla de cualquier tipo con el fin de mostrar el resultado de la operación de procesado de la señal, e informar al usuario de las diferentes distancias a los blancos. Otras opciones contemplan el uso de pantallas y displays que utilicen otros protocolos de comunicación, aprovechando que la BeagleBone dispone de varios puertos diferentes. el dsPIC no dispone de tantos recursos como la BeagleBone para realizar un plot al usuario, aunque dispone de puertos de comunicación para displays externos. 8.2. AUMENTO DEL ALCANCE MEDIANTE AMPLIFICACIÓN La segunda mejora que se contempla para el sistema es el aumento del alcance efectivo del radar mediante el uso de amplificación. Como ya habíamos comprobado con las medidas realizadas en el apartado 6 de este TFG, el alcance máximo efectivo del radar, eliminando los espurios de la rampa de barrido es de 19 metros. Este alcance viene altamente determinado por la potencia radiada por el radar. Para aumentar el alcance del mismo es necesario aumentar la potencia radiada. Teniendo en cuenta que el circuito de conmutación elegido permite potencia de entrada de 25 dBm y que el PLL dispone a su salida de 9dBm de potencia, podemos amplificar unos cuantos dB la potencia que llega del PLL al conmutador. Así mismo el receptor que hemos usado en la última parte de este análisis tiene internamente un amplificador (aproximadamente 12 dB a 10 GHz) que mejora en parte la señal recibida, de forma que la única mejora que podríamos implementar en esta sería utilizar un híbrido para combinar las salidas I/Q y ganar 3dB. Sin embargo, el valor de amplificación a aplicar en cada puerta debe ser estudiado cuantitativamente, ya que un exceso de amplificación en ambas puertas puede causar un aislamiento insuficiente entre ellas y, por tanto, problemas a la hora de procesar la señal. 93 8.3. USO DE PERFILES DE ALCANCE En el apartado 6 de este TFG se han elegido dos frecuencias de conmutación bastante altas (4 MHz y 2,51 MHz) para aplicar el método de Staggering. La razón por la que se han elegido estos valores es que si queremos detectar blancos cercanos, debido a la sensibilidad, las frecuencias de conmutación deben ser muy altas. Como la potencia de radiación del radar que se ha implementado es baja y la frecuencia de emisión usada implica altas atenuaciones, el alcance del radar se ve limitado a unas pocas decenas de metros. Una vez implementados los sistemas de amplificación comentados en el apartado 8.2, las frecuencias óptimas de conmutación del radar podrían bajar de 1 MHz, sin embargo, esto implicaría perder blancos más cercanos, cuya sensibilidad sería tan baja que casi no se detectarían. La solución consiste en usar perfiles de alcance. De esta forma el usuario puede elegir un rango de alcances que desee observar y consecuentemente se configurarán las frecuencias de conmutación implicadas en el barrido. Otra alternativa más avanzada consiste en que el radar vaya variando los perfiles de alcance de forma secuencial automáticamente y detecte blancos en rangos muy extensos. 9. PRESUPUESTO En este apartado se recogen tanto los costes materiales como la tarificación por mano de obra del desarrollo de este TFG, atendiendo a los honorarios... El presente presupuesto se desglosa siguiendo los siguientes conceptos: • Recursos materiales 94 • Trabajo tarificado por tiempo empleado • Material fungible • Aplicación de impuestos Se comienzan a desglosar a continuación cada uno de estos conceptos. 9.1 RECURSOS MATERIALES En este apartado se contemplan tanto los materiales empleados para el diseño de los diferentes montajes realizados a lo largo del TFG como los equipos y herramientas utilizados para tomar las medidas. Los recursos empleados se subdividen en fungibles y amortizables. La amortización se calcula sobre el tiempo útil de cada uno de los recursos y tiene en cuenta la pérdida de valor del recurso a lo largo de su vida útil. El cálculo del coste asociado a un recurso amortizable se realiza como sigue: 𝑅𝑅𝑁𝑁𝑁𝑁𝑁𝑁𝐹𝐹=𝑉𝑉𝐷𝐷𝑆𝑆𝑁𝑁𝐹𝐹 𝑑𝑑𝐹𝐹 𝐷𝐷𝑑𝑑𝑞𝑞𝑁𝑁𝐷𝐷𝑁𝑁𝐷𝐷𝑐𝑐𝐷𝐷ó𝑁𝑁−𝑉𝑉𝐷𝐷𝑆𝑆𝑁𝑁𝐹𝐹 𝐹𝐹𝐹𝐹𝑁𝑁𝐷𝐷𝑑𝑑𝑁𝑁𝐷𝐷𝑆𝑆 𝑇𝑇𝐷𝐷𝐹𝐹𝑁𝑁𝑇𝑇𝑁𝑁 𝑑𝑑𝐹𝐹 𝐷𝐷𝐷𝐷𝑑𝑑𝐷𝐷 ú𝑁𝑁𝐷𝐷𝑆𝑆 9.1.1. RECURSOS MATERIALES FUNGIBLES Material Unidades Precio por unidad (€) Subtotal (€) Resistencias SMD 1 0,04 0,04 PLL + VCO (Eval. Kit) HMC778LP6CE 1 873,53 873,53 Receptor Down-Converter (Eval. PCB) HMC908LC5 1 266,90 266,90 Total 1140,47 TABLA 9.1. COMPONENTES ELECTRÓNICOS UTILIZADOS EN LA ETAPA DE GENERACIÓN DE SEÑAL 95 Material Unidades Precio por unidad (€) Subtotal (€) Resistencias de orificio pasante 1 0,10 0,10 Zéner 4 0,30 1,20 Integrado 74HC04 1 1,67 1,67 Conmutador DC-12GHz (Eval. PCB) HMC232LP4 1 175,96 175,96 Total 178,93 TABLA 9.2. COMPONENTES ELECTRÓNICOS UTILIZADOS EN LA ETAPA DE CONMUTACIÓN Material Unidades Precio por unidad (€) Subtotal (€) Integrado OP27G 2 5,38 10,76 Resistencias de orificio pasante 6 0,10 0,60 Condensadores cerámicos 4 0,20 0,80 Condensadores electrolíticos 6 0,32 1,92 Total 14,08 TABLA 9.3. COMPONENTES ELECTRÓNICOS UTILIZADOS EN LA ETAPA DE PROCESADO Y CONTROL Material Unidades Precio por unidad (€) Subtotal (€) Conectores SMA 4 6,16 24,64 Latiguillos SMA-SMA 1 18,62 18,62 Conectores BNC 1 2,71 2,71 Conectores RCA 2 1,63 3,26 Pasta para soldar 1 25 25 Carrete de estaño 0,5mm, 250 grs 1 19,42 19,42 Malla trenzada para desoldadura 1 3,54 3,54 PCB 63x77 mm 1 5 5 PCB reciclada CAG 1 - - Total 102,19 TABLA 9.4. OTROS MATERIALES Y ELEMENTOS UTILIZADOS 96 9.1.2. RECURSOS MATERIALES AMORTIZABLES Recurso Valor de Adquisición (€) Valor residual (€) Vida útil (años) Amortización mensual Uso (meses) Cuota aplicable (€) Osciloscopio 500 MHz 6515 300 15 34,53 3 103,59 Analiz. Espectro 40 GHz 42000 500 25 138,33 3 415 Analiz. Espectro 3 GHz 4710 500 20 17,54 3 52,62 Tarjeta PCI GaGe 6900 1000 15 32,78 3 98,34 Fuente de Tensión 340 100 10 2 3 6 Fuente de Tensión 340 100 10 2 2 4 Fuente de Tensión 340 100 10 2 1 2 Generador de forma de onda arbitraria 20 MHz 1135 400 15 4,08 3 12,25 Generador de forma de onda arbitraria 20 MHz 1135 400 15 4,08 1 4,08 Generador analógico de señal 26000 1000 25 83,33 1 83,33 Estación de soldadura 400 100 10 2,5 1 2,5 Total 787,71 TABLA 9.5. EQUIPOS DE MEDIDA, SOLDADURA, FUENTES Y GENERADORES Recurso Valor de Adquisición (€) Valor residual (€) Vida útil (años) Amortización mensual Uso (meses) Cuota aplicable (€) DDS (Diseño GIC) 4000 500 20 14,58 1 14,58 PC 700 100 5 13,33 1 13,33 Cable SMA (dif. longitudes) 616 100 20 2,15 1 2,15 Cargas 50Ω SMA 22 10 30 0,03 3 0,09 Divisor de Potencia 11636A 157,27 50 20 0,45 3 1,35 Circuladores SMA 703,92 400 20 1,27 3 3,81 Total 35,31 TABLA 9.6. ELECTRÓNICA Recurso Valor de Adquisición (€) Valor residual (€) Vida útil (años) Amortización mensual Uso (meses) Cuota aplicable (€) Licencia Matlab básica 500 0 20 2,08 1 2,08 Licencia Instrument Control Toolbox para Matlab 200 0 20 0,83 1 0,83 Licencia VEE Student 65 0 5 1,08 1 1,08 Licencia Eagle PCB 0 0 10 0 1 0 Total 3,99 TABLA 9.7. LICENCIAS DE SOFTWARE 97 9.2. TRABAJO TARIFICADO POR TIEMPO EMPLEADO En este apartado se calculan los honorarios a tomar por el trabajo desarrollado. Su cálculo está basado en los honorarios aprobados por la ULPGC para personal en contratos de investigación, concretamente en el salario base mensual de un Ing. Técnico en proyecto con dedicación de 20 horas (TCP4). Disponibles en: https://www.ulpgc.es/hege/almacen/download/7083/7083233/boulpgc_noviembre__2010_ 4_noviembre.pdf TITULACIÓN MÍNIMA EXIGIDA DEDICACIÓN (HORAS SEMANALES) RETRIBUCIÓN MENSUAL BÁSICA RETRIBUCIÓN BRUTA ANUAL INDEMNIZ. FIN DE CONTRATO SEGURIDAD SOCIAL COSTE TOTAL ANUAL COSTE TOTAL MENSUAL Técnico Superior FP3, Diplomado o Ing. Técnico TCP4 TP 20 676,98 7949,52 174,24 2688,96 10812,72 901,06 TABLA 9.8. HONORARIOS DE REFERENCIA Sobre la retribución mensual básica mostrada en la Tabla 9.8 se han calculado los honorarios por hora a tener en cuenta, que corresponde con una retribución por hora de 7,52€. Con esta retribución y teniendo en cuenta que el TFG comprende 12 créditos ECTS (25 horas de trabajo del estudiante), se calcula una retribución total de 2256 € por trabajo tarificado. 9.3. MATERIAL FUNGIBLE Se contemplan gastos asociados a la impresión de este TFG, su encuadernación y otros gastos de oficina. Descripción Subtotal (€) Papel, fotocopias, tóner de impresora, encuadernación, etc. 200 Total 200 TABLA 9.9. GASTOS ASOCIADOS A MATERIAL FUNGIBLE 98 9.4. IMPUESTOS APLICADOS El valor del IGIC graba el presupuesto con un 7%. El coste total del proyecto con impuesto aplicado se desglosa en la Tabla 9.10. Descripción Subtotal (€) Recursos Materiales Fungibles Etapa de Generación de Señal 1140,47 Etapa de Conmutación 178,93 Etapa de Procesado y Control 14,08 Otros 102,19 Recursos y Materiales Amortizables Equipos de medida, soldadura, fuentes y generadores 787,71 Electrónica 35,31 Licencias de Software 3,99 Tarifa por tiempo trabajado 2256 Material fungible 200 SUMA 4718,68 IGIC 7% 330,31 TOTAL 5048,99 TABLA 9.10. COSTE TOTAL DEL TFG 99 ANEXOS ANEXO I. ESTABILIDAD DE LA PORTADORA En este anexo se exponen las medidas realizadas de la señal de barrido del PLL mientras esta se encuentra parada en un instante concreto. I.1. BARRIDO USANDO EL DIVISOR PROGRAMABLE FIGURA I.1. CAPTURA EN MEDIO DE BARRIDO ENTRE 9,9 Y 10,1 GHZ 100 FIGURA I.2. CAPTURA AL FINAL DE BARRIDO ENTRE 9,9 Y 10,1 GHZ FIGURA I.3. CAPTURA AL PRINCIPIO DE BARRIDO ENTRE 9,9 Y 10,1 GHZ 101 FIGURA I.4. CAPTURA EN MEDIO DE BARRIDO ENTRE 9,8 Y 10,2 GHZ FIGURA I.5. CAPTURA AL FINAL DE BARRIDO ENTRE 9,8 Y 10,2 GHZ 102 FIGURA I.18. CAPTURA AL PRINCIPIO DE BARRIDO ENTRE 10,2 Y 10,6 GHZ I.2. BARRIDO USANDO EL DDS COMO REFERENCIA FIGURA I.19. CAPTURA EN MEDIO DE BARRIDO ENTRE 10 Y 10,4 GHZ 109 FIGURA I.20. CAPTURA AL FINAL DE BARRIDO ENTRE 10 Y 10,4 GHZ FIGURA I.21. CAPTURA AL PRINCIPIO DE BARRIDO ENTRE 10 Y 10,4 GHZ 110 ANEXO II. SOFTWARE DESARROLLADO EN MATLAB PARA EL CONTROL Y PROCESADO (VERSIÓN FINAL) %% FMICW Software v. 1c. % Autor: Alejandro Fernández Estévez % --------- AG33220A Settings ------ ag_dir='192.168.0.101'; ag_port=5025; fprintf('\n Conectando a AGILENT 33220A en %s \n',ag_dir) ag_obj=tcpip(ag_dir,ag_port); fopen(ag_obj); fprintf('Conexión realizada con éxito!\n') fprintf('Identificando el elemento...\n') fprintf(ag_obj,'*RST'); fprintf(ag_obj,'*CLS'); identity = query(ag_obj, '*IDN?'); fprintf('Elemento identificado como %s\n',identity) %------- END AG33220A Settings ---- %------- Gage settings ------------ system.board(1).opmode = 2; % The flag 1 = 0 means look for GAGESCOP.INC in the current directory. boards_found = gagecall(0, 1, 1, system); %If not all boards are found, exit. if (boards_found < 1) disp('Tarjetas no encontradas'); return; end samp_rate=1*10^6; %Máx freq posible: 500KHz. prf = 2000; npT=floor(samp_rate/prf); % npT: nº de puntos por perído de moduladora ex2=round(log10(2*npT)/log10(2)); % ex2: calculo exponecial de 2 size1ch=2^(ex2); Setindc_pa; ret = gagecall(1, 0, 0, system); if (ret <= 0) error ('Errores en los parámetros de captura. Se detiene el programa.'); end % Let the DLL handle the trigger timeout and the busy timeout. trigger_timeout = 1; busy_timeout = 1; %------- END GaGe Settings ----- %--- Captura, procesado y plot - 111 % eje frecuencial. feje=[0:500e3/512:500e3-500e3/512]; % eje de distancias a los blancos % feje=[0:315/2048:375/4-315/2048]; while(1) % fc=4,4Mhz. fprintf(ag_obj,'APPL:SQU 44e5,2.5,1.25'); % Captura GaGe. gagecall(2, trigger_timeout, busy_timeout, system); a = 0; b = 0; c = 0; [a,b] = gagecall(3, 1, 0, system); % FFT y umbralización A=fft(a); A=A(1:end/2); % Plot captura a 4,4 MHz subplot(311); plot(feje,abs(A)); title('fc=4,4MHz'); xlabel('Frecuencia'); ylabel('Amplitud'); % fc=2,51Mhz. fprintf(ag_obj,'APPL:SQU 251e4,2.5,1.25'); % Captura GaGe. gagecall(2, trigger_timeout, busy_timeout, system); a = 0; b = 0; c = 0; [a,b] = gagecall(3, 1, 0, system); % FFT y umbralización B=fft(a); B=B(1:end/2); % Plot captura a 2,51 MHz subplot(312); plot(feje,abs(B)); title('fc=2,51MHz'); xlabel('Frecuencia'); ylabel('Amplitud'); % Staggering C=abs(A).*abs(B); vectC=find(C<1.2); C(vectC)=0; subplot(313); plot(feje,C); title('Stagger-ed'); xlabel('Frecuencia'); ylabel('Amplitud'); % Espera 2 segundos... Pause(2); end 112 REFERENCIAS [1] Wehner, D. R. (1994). High-Resolution Radar. Norwood: Artech House Publishers. [2] Skolnik, M. I. (2001). Introduction to Radar Systems. New York: McGraw-Hill International Editions. [3] Eugenio González, F., & Marcello Ruiz, F. J. (2002). Fundamentos de Radar. Las Palmas de G.C.: Servicio de Publicaciones y Producción Documental de la Universidad de Las Palmas de Gran Canaria. [4] González Partida, J. T., Burgos García, M., Dorta Naranjo, B. P., & Pérez Martínez, F. (2007). Stagger procedure to extend the frequency modulated interrupted continuous wave technique to high resolution radars. IET Radar Sonar Navigation, 1(4), 281-288. [5] Sierra Pérez, M., de la Calle García, J., Riera Salís, J. M., & García Muñiz, F. (1994). Electrónica de Comunicaciones. Madrid: Pearson. [6] Hittite Microwave. (Octubre de 2014). HMC778LP6CE Datasheet. Visto el 27 de febrero, en https://www.hittite.com/content/documents/data_sheet/hmc778lp6c.pdf [7] Torres García, E. 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