Estudio de sistemas de cargadores a bordo para vehículos eléctricos y modelado a través de Simulink del OBC del Chevrolet Volt de segunda generación

1 Equation Chapter 1 Section 1 Trabajo Fin de Grado Grado en Ingeniería de Tecnologías Industriales Estudio de sistemas de cargadores a bordo para vehículos eléctricos y modelado a través de Simulink del OBC del Chevrolet Volt de segunda generación Autor: Blanca Medina Pérez Tutor: Sergio Vázquez Pérez Dpto. Ingeniería Electrónica Escuela Técnica Superior de Ingeniería Universidad de Sevilla Sevilla, 2023 Introducción 2 3 3 Estudio de sistemas de cargadores a bordo para vehículos eléctricos y modelado a través de Simulink del OBC del Chevrolet Volt de segunda generación Trabajo Fin de Grado Grado en Ingeniería de Tecnologías Industriales Estudio de sistemas de cargadores a bordo para vehículos eléctricos y modelado a través de Simulink del OBC del Chevrolet Volt de segunda generación Autor: Blanca Medina Pérez Tutor: Sergio Vázquez Pérez Profesor titular Dpto. de Ingeniería Electrónica Escuela Técnica Superior de Ingeniería Universidad de Sevilla Sevilla, 2023 Introducción 4 5 5 Estudio de sistemas de cargadores a bordo para vehículos eléctricos y modelado a través de Simulink del OBC del Chevrolet Volt de segunda generación Trabajo Fin de Grado: Estudio de sistemas de cargadores a bordo para vehículos eléctricos y modelado a través de Simulink del OBC del Chevrolet Volt de segunda generación Autor: Blanca Medina Pérez Tutor: Sergio Vázquez Pérez El tribunal nombrado para juzgar el Proyecto arriba indicado, compuesto por los siguientes miembros: Presidente: Vocales: Secretario: Acuerdan otorgarle la calificación de: Introducción 6 Sevilla, 2023 El Secretario del Tribunal 7 7 Estudio de sistemas de cargadores a bordo para vehículos eléctricos y modelado a través de Simulink del OBC del Chevrolet Volt de segunda generación A mi familia A mis maestros Introducción 8 9 9 Estudio de sistemas de cargadores a bordo para vehículos eléctricos y modelado a través de Simulink del OBC del Chevrolet Volt de segunda generación Agradecimientos A mi familia, por apoyarme a lo largo de toda mi vida. A ellos les debo mi inconformismo y el impulso que me ayuda a seguir día tras día, mis fortalezas y mis aspiraciones. Gracias por vuestra paciencia y por guiarme de la mejor manera que habéis sabido. Buena parte del esfuerzo y la capacidad que exhibo hoy en día os la debo a vosotros. Gracias por enseñarme a no rendirme nunca y a mostrar siempre la mejor de mis caras. A mis maestros, por todo lo aprendido y lo que todavía me queda por aprender. Gracias por ser referentes y modelos profesionales y por brindar vuestros conocimientos a esta chica “tan cabezota”. A mis compañeros, esos que he conocido a lo largo de estos años de carrera y aquellos que se han incorporado desde el entorno laboral. A ellos les debo haber terminado este proyecto que ha venido en una época muy complicada de mi vida. Gracias por vuestras sonrisas, abrazos y palabras de apoyo, y por esas tardes y noches de desconexión tan necesarias para aliviar el estrés diario. En un mundo como en el que vivimos ahora, tan conectado y a la vez tan distante, con tanta incertidumbre y desánimo, es agradable pensar que tengo a mi alrededor un buen grupo de personas que me aprecia y que han construido a mi lado momentos que llevaré siempre en esa mochila con la que viajamos. A mi pareja, que para mí es mi más cercano compañero de viaje. Gracias por tu paciencia y por las largas noches en vela escuchando sin cesar acerca de lo último en el trabajo o en mis proyectos, sobre mis aspiraciones más profundas y mis razonamientos más abstractos. Nunca dejes de apuntar alto, tienes potencial para lo que estás logrando y mucho más. Y, por último, a mi hermano. Creo que es imposible decir que la relación con un hermano es perfecta y la nuestra no podía ser distinta. Tienes un potencial admirable y una curiosidad innata. Sin embargo, lo que te llevará lejos, créeme, es ese sentido pragmático tan abrumador que tienes. Sabes lo que quieres y lo que te gusta, y nadie te puede hacer cambiar de idea. Sabes cómo ejecutar tus proyectos y tus acciones y eres ridículamente eficiente para hacer de todo. Me enorgullece saber que una parte de ti siente admiración o al menos interés por mis pequeños logros y todavía más que seas excelente en tus nuevas pruebas. Disfruta, ve con calma y hazte valer. Eres único y mucha gente te querrá por ello mismo. Los verdaderos compañeros te irán llegando, en esta vida no todo el mundo merece la pena. Blanca Medina Pérez Sevilla, 2023 Introducción 16 4.1.2 Diseño del PFC elevador intercalado de dos ramas en modo de conducción continua 46 4.1.3 Diseño del controlador 48 4.1.4 Sintonización de los parámetros de control 50 4.2 Diseño del inversor de puente completo con tanque resonante LLC 51 4.2.1 Especificaciones de diseño 51 4.2.2 Diseño del tanque resonante. 53 4.2.3 Diseño del controlador. 60 4.2.4 Lógica de control de los semiconductores. 62 4.2.5 “Soft-start”: control con inicio suave 63 4.2.6 Salida del convertidor DC/DC: Modelo equivalente de batería 64 4.2.7 Determinación de los parámetros de control. 66 5 Análisis y ensayos 67 5.1 Análisis de la operación del convertidor AC/DC con corrector de factor de potencia 67 5.1.1 Análisis de la operación del convertidor elevador de una rama 67 5.1.2 Análisis de la operación del convertidor elevador intercalado de dos ramas 73 5.2 Análisis del tanque resonante. 77 5.2.1 Análisis de la operación convertidor DC/DC de puente completo con tanque resonante 78 5.2.2 Análisis del comportamiento del tanque en carga CC-CV 88 5.3 Modelo completo del sistema 92 5.3.1 Corrector de factor de potencia 93 5.3.2 Carga de la batería 94 6 Conclusiones y propuestas de desarrollo 95 6.1 Conclusiones 95 Índice de Figuras 97 Índice de Tablas 101 Abreviaturas 102 Notación 103 Referencias 105 17 17 Estudio de sistemas de cargadores a bordo para vehículos eléctricos y modelado a través de Simulink del OBC del Chevrolet Volt de segunda generación 1 INTRODUCCIÓN L presente proyecto, se centra en el desarrollo de un modelo equivalente para el estudio y análisis de las topologías actuales más comunes de cargadores a bordo de vehículos eléctricos, así como la discusión de los métodos aplicados para su simulación. 1.1 Motivación y objeto del proyecto Este trabajo de fin de grado surge en el marco del proyecto de investigación del Plan Nacional de I+D+i “Diseño y operación óptima de convertidores de potencia para infraestructuras de recarga de vehículos eléctricos”, el cual es llevado a cabo por el departamento de Ingeniería Electrónica de la Universidad de Sevilla. Inicialmente, la beca de colaboración se planteó con el objetivo de implementar en una plataforma de simulación en tiempo real, OPAL-RT OP4510, un modelo de cargador a bordo de vehículos eléctricos y evaluar su funcionamiento en la aplicación de diversos algoritmos de carga rápida para baterías de ion-litio mediante técnicas de Hardware-in-the-Loop (HIL, por sus siglas en inglés). Este proyecto parte así de estudios realizados en años anteriores por alumnos becados del departamento de Ingeniería Electrónica de la Universidad de Sevilla. Jerónimo Chacopino García [1] y Emilia Pérez Martín [2], abordaron en sus respectivos trabajos de fin de grado el diseño de las placas de adaptación analógicas y digitales para la conexión de la plataforma OPAL con el hardware de control, así como su implementación, puesta en marcha y verificación mediante técnicas HIL. El sistema hardware completo se muestra en la Figura 1, en la cual pueden diferenciarse los siguientes elementos: • Plataforma OPAL RT • Placas de adaptación analógica • Placas de adaptación digitales • Fuente de alimentación externa • Placa DSP proporcionada por el departamento E Introducción 18 Figura 1. Montaje del sistema completo OPAL + Placas de adaptación. Fuente [2]. El presente trabajo partiría del análisis y estudio de diversas topologías de cargadores a bordo utilizados actualmente en diferentes modelos comerciales de vehículos eléctricos, buscando plantear finalmente una solución genérica y sencilla que permita analizar en aplicaciones futuras la eficiencia de los algoritmos de carga. De esta manera, los puntos principales del proyecto pueden enlistarse como sigue a continuación: • Estudio y análisis de las principales tecnologías empleadas en los convertidores de potencia de los modelos más comúnmente utilizados en la industria automovilística actual, exponiendo sus ventajas, inconvenientes y aplicaciones. • Elección, explicación y desarrollo de un modelo básico de cargador a bordo (OBC, por sus siglas en inglés) a partir del estudio realizado de manera que refleje las características principales de los cargadores actuales. • Diseño del mencionado modelo en Simulink, de tal manera que permita la simulación de un algoritmo de carga basado en técnicas de carga a corriente constante/tensión constante (CC/CV). • Estudio de la eficiencia de algoritmos de carga rápida destacando sus principales diferencias, así como su impacto en la salud y vida de las baterías empleadas. • Aplicación de las normas y estándares que regulan la conexión de vehículos personales a la red eléctrica para su carga y movilidad. El fin último de este trabajo de fin de grado sería la puesta en marcha del modelo para la simulación mediante técnicas HIL de diversos algoritmos de carga rápida. No obstante, la escasez de tiempo ha terminado por desviar este objetivo inicial, priorizándose en su lugar la obtención de un modelo flexible que permitiese su consideración en el marco de las propuestas futuras de desarrollo del departamento de Ingeniería Electrónica de la Universidad de Sevilla. 19 19 Estudio de sistemas de cargadores a bordo para vehículos eléctricos y modelado a través de Simulink del OBC del Chevrolet Volt de segunda generación 2 MARCO TEÓRICO 2.1 El vehículo eléctrico: marco histórico y conflictiva actual. 2.1.1 Historia del vehículo eléctrico El desarrollo del vehículo eléctrico ha sido un proceso largo y complejo cuyo inicio se remonta al siglo XIX, cuando la tecnología de las baterías permitió el uso de motores eléctricos para propulsar vehículos. La preocupación ambiental derivada de las fuertes emisiones de metano emitidas por los medios convencionales de transporte de la época, principalmente el caballo, promovieron entonces el desarrollo de otras alternativas de transporte: los motores de combustión y los motores eléctricos. 2.1.1.1 Los primeros vehículos eléctricos (Siglo XIX) Los primeros vehículos eléctricos aparecieron a finales del siglo XIX, siendo el más conocido el modelo “Lohner-Porsche” de Ferdinand Porsche (Figura 2), presentado en la Exposición Universal de París en 1900, con una potencia de 2 x 2,5 CV y capaz de alcanzar una velocidad máxima de 37 km/h [3]. Durante 1920-1960, estos fueron ganando popularidad como vehículos utilitarios y de reparto en áreas urbanas, gracias a su mejor eficiencia en el tráfico urbano frente al de combustión [4]. Figura 2. Lohner-Porsche Electromobile. Fuente [3]. En la década de los sesenta, fue notoria su decaída en las ventas como consecuencia del importante auge del petróleo en Texas. La fuerte bajada de los precios de la gasolina ligada a los avances en materia de fabricación y producción llevados a cabo por compañías del sector del automóvil como Ford permitieron a los motores de combustión interna convertirse en una opción cada vez más económica y popular, relegando al vehículo eléctrico a un segundo plano [4]. Otros aspectos que propiciaron esta caída fueron las limitaciones del suministro eléctrico, el bajo desarrollo de las baterías y sus bajas velocidades frente a los avances en el desarrollo del vehículo de combustión, además de los elevados precios de estas tecnologías. Marco teórico 20 2.1.1.2 El vehículo eléctrico en el siglo XX A partir de la década de los noventa y hasta la actualidad, la preocupación por el medio ambiente, la innovación tecnológica y la disponibilidad de baterías más eficientes y económicas, han provocado un renacimiento de los vehículos eléctricos. Los avances en la tecnología de baterías, la reducción de costes y las políticas gubernamentales favorables no solo han contribuido a este crecimiento, sino que también han mejorado la accesibilidad a estos modelos por el público general aumentando su popularidad. 2.1.2 Conflictiva actual del vehículo eléctrico En las últimas décadas, la creciente preocupación por la contaminación ambiental y la dependencia de los combustibles fósiles ha llevado a una nueva ola de interés por modelos de vehículos alternativos ajenos a las tecnologías de combustión. En Europa, según datos del Observatorio Europeo de Combustibles Alternativos (European Alternative Fuels Observatory, EAFO), las alternativas a los combustibles fósiles como el petróleo suponen en la actualidad apenas el 5,4% del total de la flota activa a nivel de la Unión Europea [5]. Los datos comparados por el Observatorio, ponen de manifiesto el crecimiento y el peso de las alternativas más significativas entre las cuales destaca la predominancia del gas natural, principalmente procesado como gas licuado de petróleo (LPG, por sus siglas en inglés), frente al vehículo eléctrico de batería (BEV) e híbrido enchufable (PHEV), Figura 3. Por su parte, la presencia de vehículos de hidrógeno o de pila de hidrógeno (referido como H2), resulta apenas apreciable situándose por debajo del 5% de la flota total de vehículos con combustibles alternativos. Figura 3. Distribución de la flota total europea de turismos y furgonetas con combustibles alternativos (2022) 1 . Fuente [5]. Mientras que el gas natural se ha posicionado como la solución más optada por los consumidores en los últimos años predominando en países como Italia, Lituania o Polonia, las tecnologías relacionadas con la movilidad eléctrica e híbrida van haciéndose camino a partes iguales destacando por su flota activa Dinamarca, Holanda, Luxemburgo y Suecia, Figura 4. 1 Por sus siglas y de derecha a izquierda: vehículos eléctricos de batería (BEV), vehículos híbridos enchufables (PHEV), vehículos propulsados por hidrógeno (H2), vehículos de gas licuado de petróleo (LPG), vehículos de gas natural comprimido (CNG) y vehículos de gas natural licuado (LNG). 21 21 Estudio de sistemas de cargadores a bordo para vehículos eléctricos y modelado a través de Simulink del OBC del Chevrolet Volt de segunda generación Figura 4. Comparación entre países europeos: porcentajes de turismos y furgonetas con combustibles alternativos respecto de la flota total (2022). Fuente [5]. La electrificación ha ido siempre muy ligada al avance tecnológico de todos los sectores industriales y económicos. En la industria automovilística, la mejora de las baterías, el aumento de la cobertura de las estaciones y puntos de recarga, el desarrollo de estándares internacionales, el crecimiento de la producción de las energías renovables y el estudio de nuevas técnicas de optimización y gestión del consumo energético, han permitido la mejora de las prestaciones del vehículo eléctrico en términos económicos, de seguridad, de potencia y de autonomía [6]. Sin embargo, uno de los mayores problemas a los que se enfrenta la incorporación del vehículo eléctrico es su poca infraestructura urbana. Países como China o EE. UU. han dado un paso más al invertir en el desarrollo de una infraestructura eléctrica más amplia. A pesar de los avances en la tecnología de las infraestructuras de recarga, en 2019 al menos el 80% de los cargadores rápidos de acceso público se encontraban en China [6]. En el marco europeo, únicamente Holanda y Francia logran superar las cien mil estaciones de recarga, mientras que el resto de los países difícilmente alcanzan las veinticinco mil, según los datos del Observatorio mostrados en la Figura 5. Figura 5. Datos de la infraestructura de carga para vehículos eléctricos e híbridos por país de la Unión Europea (2022). Fuente [5]. Marco teórico 22 Dentro del marco geográfico español, las soluciones de movilidad eléctrica suponen en la actualidad el 0,53% del total de vehículos de uso personal registrados, mientras que otros países como Suiza, Dinamarca o los Países Bajos logran alcanzar el 5,87%, 4,05% y 4,09%, respectivamente. Aunque no son resultados muy alentadores, es posible ver una tendencia de crecimiento de estas alternativas tanto a nivel europeo (Figura 6) como en España, donde en el último año el 10,5% de los coches de nueva matriculación registrados fueron vehículos híbridos (6,52%) y eléctricos (3,98%) [5]. Figura 6. Flota total de vehículos con combustibles alternativos en países miembros de la Unión Europea hasta el 2022. Fuente [5]. Desde el 2020, el aumento del volumen de mercado de los vehículos eléctricos e híbridos se ha visto justificado mayoritariamente por las regulaciones impuestas por la Comisión Europea en términos de reducción de las emisiones de CO2 [7]. No obstante, desde el punto de vista del medio ambiente, aunque los vehículos eléctricos no emiten gases en funcionamiento, su proceso de producción, así como la tecnología aplicada especialmente en lo relativo al desarrollo de las baterías, es una alta fuente de contaminantes si se compara con los procesos de fabricación de los vehículos de combustión. El proceso de fabricación de un coche eléctrico emite alrededor de unas 14 toneladas de dióxido de carbono, mientras que para un coche de combustión interna las emisiones se reducen a alrededor de las 6 toneladas [8]. A este hecho se suma el origen de la energía empleada para su recarga, siendo razonable encontrar altas tasas de producción y matriculación asociadas a países con una alta producción de energía proveniente de fuentes renovables y/o nuclear, donde la reducción de las emisiones logra imponerse frente a la asociada al vehículo de combustión. 2.2 Infraestructura de carga del vehículo eléctrico. Una estación de recarga es parte de la infraestructura eléctrica instalada a lo largo de una calle, aparcamiento o en el garaje de una casa; su función principal es suministrar energía al vehículo híbrido o eléctrico para cargar la batería. El cargador, externo o de a bordo (OBC), es responsable de la etapa final en la carga de la batería. Para ello, transforma la potencia obtenida del equipo de alimentación del vehículo eléctrico (EVSE) en el perfil de carga de la batería necesaria [9]. 23 23 Estudio de sistemas de cargadores a bordo para vehículos eléctricos y modelado a través de Simulink del OBC del Chevrolet Volt de segunda generación 2.2.1 Infraestructura eléctrica de carga En todo sistema de carga presente en un vehículo eléctrico actual es posible encontrar al menos los siguientes elementos (Figura 7): la batería; un sistema de gestión de baterías (o BMS por sus siglas en inglés); un cargador a bordo; varios convertidores DC/DC para adecuar los niveles de tensión según las distintas unidades auxiliares; sistemas de refrigeración; calefactores; etc [6]. Figura 7. Esquema del motor de un vehículo eléctrico. Fuente [6]. En lo que respecta a la infraestructura de carga de los vehículos eléctricos, la literatura destaca la diversidad de tecnologías en relación con diversos aspectos. Una distinción importante puede realizarse de acuerdo con su localización en el sistema (entre cargadores externos y cargadores a bordo); según la duración de la carga (entre cargadores de carga lenta o cargadores de carga rápida); según el flujo de potencia (entre sistemas unidireccionales y bidireccionales); según su número de ramas (diseños intercalados o simples), según su fuente de alimentación (cargadores de continua, alterna, monofásicos y trifásicos), además de poder clasificarlos atendiendo a una descripción más completa en función de los sistemas de carga y el modo de conexión. 2.2.2 Cargadores externos y cargadores a bordo No solo la localización de la etapa de potencia marca la diferencia entre los cargadores a bordo y los cargadores externos u off-board, la elección por el fabricante en el diseño de uno u otro tipo de topología se basa en factores tales como la velocidad de carga, la autonomía y la capacidad, así como el peso del vehículo e incluso la compatibilidad hardware. En general, los cargadores externos resultan más adecuados para aquellos vehículos que necesitan de una carga rápida y eficiente en áreas donde haya una infraestructura de carga adecuada, mientras que los cargadores a bordo presentan una solución más adecuada para aquellas aplicaciones que requieran de mayor flexibilidad y conveniencia. Se debe destacar también las diferencias existentes en los niveles de tensión y potencia entre ambas tecnologías: por lo general, los cargadores externos permiten trabajar con valores de potencia y tensión más elevados debido a las mayores garantías de seguridad que prestan frente a los cargadores a bordo. De acuerdo con el estándar IEC 61851 [10], el modo 3 de conexión, debido a su mayor ratio de potencia, suele corresponderse con esta solución externa mientras que en los modos de conexión 1 y 2 destacan los cargadores a bordo. Marco teórico 24 2.2.3 Clasificación según a estándares. Norma IEC 61851. La regulación de los niveles de carga, así como las condiciones de conexión y servicio de las estaciones, depende de estándares propios de los sistemas eléctricos y energéticos siendo la norma IEC 61851 “Sistemas de carga para vehículos eléctricos” [10], el estándar que establece los principales requisitos de diseño de estas infraestructuras en términos de la seguridad, la interoperabilidad, la eficiencia y el rendimiento junto con la norma IEC 62196 [11], que deriva de la primera y que proporciona una descripción general del proceso de carga y de los requisitos mecánicos y eléctricos del sistema de conexión. En líneas generales, estos estándares definen los tipos de conectores y protocolos de comunicación que deben emplearse para una carga fiable y segura de un vehículo eléctrico. De acuerdo con las normas, es posible distinguir cuatro modos de carga [12]: • El modo 1 (carga lenta) se utiliza para la recarga de baja potencia, normalmente desde una toma de corriente doméstica estándar. Los valores máximos de corriente y tensión son 16 A y 250 V para la conexión monofásica o 16 A y 480 V para la conexión trifásica. • El modo 2 (carga “semi rápida”) añade seguridad adicional incorporando funciones de protección y control como la detección de faltas de tierra. Es el modo más usado en estaciones de carga públicas con un valor máximo de corriente de 32 A para la conexión monofásica y trifásica del vehículo a la red, mientras que la tensión no debe superar los 250 V y los 480 V respectivamente. • El modo 3 (carga rápida) es el modo de carga normalizado para cargadores de corriente alterna (AC) y requiere de un conector específico como un conector tipo 2 o un CCS (Combined Charging System), conectado a una estación de carga dedicada, además de un protocolo de comunicación de datos bidireccional con la estación para establecer (autenticar) la corriente y la tensión adecuadas de carga. Este sistema de alimentación debe proporcionar un conductor de puesta a tierra de protección desde la base de la toma de corriente. El rango de operación define una corriente entre 32 A y 250 A. • El modo 4 (carga “ultra rápida”) considera el suministro únicamente en DC con una potencia máxima de 400 kW para unos valores límite de 400 A y 1000 V. Este modo requiere siempre de un cargador externo y de un sistema de comunicación específico, así como funciones propias de protección y control y conectores dedicados como el tipo CHAdeMO. Además de los modos de carga, la IEC 61851, establece requisitos de seguridad, como la protección contra sobrecalentamiento, la detección de faltas de tierra y la desconexión automática en caso de sobretensión o sobreintensidad; la autenticación de la conexión y la autorización de carga, y la medición de la energía utilizada. Otras regulaciones que considerar en el diseño de las infraestructuras eléctricas asociadas a la carga de vehículos son: • Regulaciones sobre seguridad eléctrica y protección contra sobrecargas, conexión a tierra y medidas de seguridad, como las normas IEC 60364, IEC 61557 o IEC 609050. • Regulaciones sobre compatibilidad electromagnética (EMC), emisiones e inmunidad, como EN 55011, EN 55022 y IEC 61000-4. • Recomendaciones del Instituto de Ingenieros Eléctricos y Electrónicos (IEEE) aplicadas a la calidad de red y a la distorsión armónica (THD) como los requisitos definidos en el IEEE 519. • Normativas relacionadas con la eficiencia energética, como la Directiva de Diseño Ecológico de la UE y la norma ISO 50001. • Regulaciones de protección ambiental, como la Directiva de Residuos de Equipos Eléctricos y Electrónicos (WEEE) de la UE y la norma ISO 14001. • Normativas de interoperabilidad y compatibilidad, como la Directiva de Infraestructuras para Combustibles Alternativos de la UE y la norma ISO 15118. 25 25 Estudio de sistemas de cargadores a bordo para vehículos eléctricos y modelado a través de Simulink del OBC del Chevrolet Volt de segunda generación 2.3 Tecnología de los cargadores a bordo (On Board Charger). 2.3.1 Requisitos de diseño de los OBC La función principal del OBC es permitir la conversión de energía eléctrica de la red al vehículo para su carga y propulsión, siendo también posible la conversión de energía inversa, es decir, del vehículo a la red o V2G, “vehicle to grid”, a través de sistemas bidireccionales. El OBC se encuentra integrado en el vehículo y se comunica con otros componentes, como el sistema de gestión de la batería o BMS y el motor eléctrico para garantizar una carga segura y eficiente. La eficiencia es así un factor clave en el diseño del OBC ya que su efecto queda reflejado no solo en el coste de su recarga sino también en su duración, las pérdidas térmicas y los requisitos de refrigeración. La mayoría de los modelos comerciales alcanzan rendimientos en el rango del 90% al 95%. Sin embargo, para eficiencias superiores al 90%, el sistema de refrigeración puede conllevar el aumento del peso y de la complejidad del diseño [6]. Para que el vehículo sea competitivo y práctico frente a sus análogos de combustión interna, el sistema de carga no solo debe ser eficiente sino además tener una alta densidad de potencia, es decir, debe ser capaz de satisfacer la demanda energética del vehículo ocupando el menor espacio posible. Como consecuencia directa de esta reducción necesaria de espacio, se exige además una baja complejidad del sistema que permita la detección de errores a tiempo y reduzca las pérdidas térmicas de sus componentes. Por otro lado, las topologías también deben proporcionar la flexibilidad necesaria para hacer frente a prácticamente cualquier condición de corriente alterna en todo el mundo, es decir, un rango de tensión de al menos 110-240 V para suministros monofásicos y trifásicos [6]. Finalmente, los OBC modernos se enfrentan a las limitaciones de la red (IEC 61851) y de la batería (IEC 61000) para lograr una calidad de energía adecuada. Los estrictos requisitos de compatibilidad electromagnética (EMC), obligan a los fabricantes a un diseño muy cuidadoso. Entre otras consideraciones, el diseño electrónico debe tener en cuenta las emisiones conducidas o radiadas al sistema del vehículo y al entorno (por ejemplo, radio FM/DAB) además de garantizar su inmunidad [7]. 2.3.1.1 Densidad de potencia. Un requisito clave para la integración de cualquier OBC es tener una alta densidad de potencia. El cargador a bordo deberá ser pequeño y compacto, pero capaz de manejar elevados niveles de potencia. Las últimas tendencias del sector muestran como los cargadores son cada vez más pequeños para los tradicionales niveles de potencia o bien, como estos niveles aumentan sin repercutir notoriamente en las dimensiones mecánicas [13]. En pro de la optimización del espacio, el mismo diseño integrado, suele incluir un circuito dedicado exclusivamente a la alimentación de las pequeñas cargas (luces, alarmas, accesorios, …) que forman parte habitual del sistema del vehículo. 2.3.1.2 Niveles de tensión y potencia. Los OBC deben ser capaces de operar en un amplio rango de condiciones para satisfacer la demanda de conexión directa a la red eléctrica trifásica o monofásica, lo que implica la capacidad de adaptar su operación a un rango de potencia de entrada que puede variar entre los 22 kW-11 kW para la conexión trifásica o hasta los 3,6 kW en monofásica [6]. Para superar la brecha en autonomía con el vehículo de combustión, no solo es preciso aumentar la duración y eficiencia de las baterías empleadas, sino que también debe poder operar bajo las diferentes regulaciones nacionales o regionales [7]. Los rangos usuales de los primeros modelos permitían la carga de pequeñas baterías entregando potencias reducidas de 1 kW a 3,6 kW. Estos varían actualmente en la mayoría de los diseños entre los 3,6 kW y 7,2 kW en monofásica y 11 kW en modelos trifásicos. No obstante, es esperable que las generaciones futuras de OBC se muevan en márgenes más elevados alcanzando los 22 kW en trifásica (a 400 V AC y 32 A) [6]. Los cargadores de baterías a bordo están limitados por el tamaño, el peso y el volumen, por esta razón suelen ser compatibles con los modos de carga 1 y 2, con capacidad para la transferencia de energía unidireccional, existiendo asimismo sistemas bidireccionales [14]. Diseño en Simulink del modelo OBC 32 Además de las propias especificaciones del vehículo, se tendrá en cuenta para su diseño y aplicación los rangos de operación permitidos según la norma IEC 61851 para el modo de carga 1, considerando en primera instancia su conexión a la red eléctrica europea [10]. En otras palabras, se operará alimentando al sistema con una fuente de tensión alterna de 50 Hz y 230 V monofásica, para una corriente máxima de 16 A. Las características técnicas que definen el diseño del modelo se resumen en la Tabla 1. Tabla 1. Especificaciones de diseño preliminares del Chevrolet Volt de segunda generación Conexión a la red eléctrica y características del vehículo Valor Unidad Nivel de tensión monofásica de la red eléctrica - Valor RMS (Vred) 230 V Frecuencia de red (fred) 50 Hz Rango de la tensión de entrada del Chevrolet Volt 2 85-265 V Rango de la tensión de salida del Chevrolet Volt 2 200-430 V Rango de variación de la frecuencia del Chevrolet Volt 2 45 - 65 Hz Corriente máxima de entrada3 (Ired) 16 A Corriente de salida (Iout) 13 A Potencia gestionada a la salida (Pout) 3650 W Eficiencia del corrector de factor de potencia4 (εPFC) 97-98 % Eficiencia del convertidor DC/DC de puente completo y tanque resonante LLC5 (εLLC) 95 % 3.2 Corrector de factor de potencia (power factor corrector). El convertidor AC/DC para la conexión a la red de la batería, Figura 12, agrupará los siguientes elementos: • Un filtro inductivo en la conexión directa con la red monofásica. • Un rectificador de diodos en puente completo no controlado. • Un corrector de factor de potencia, basado en un convertidor elevador. • Un algoritmo de control para la operación de los semiconductores del elevador. Figura 12. Esquema del corrector de factor de potencia elevador de una rama. 3 Valor de diseño del Chevrolet Volt de segunda generación de acuerdo con el estándar IEC 61851. 4 Valores de eficiencia para la conexión a 240 V y carga máxima. 5 Valores de eficiencia para la conexión al bus DC de 400 V y carga máxima. 33 33 Estudio de sistemas de cargadores a bordo para vehículos eléctricos y modelado a través de Simulink del OBC del Chevrolet Volt de segunda generación 3.2.1 Determinación del modelo de PFC El objetivo del corrector de factor de potencia o PFC es sincronizar la corriente de salida de la etapa de rectificación con la tensión de red a fin de maximizar la potencia activa inyectada en la siguiente etapa por medio de la reducción de la componente reactiva y de la mejora del espectro armónico. Según como se diseñe el corrector, bien sea por medio de elementos pasivos (redes de bobinas y/o condensadores, mayoritariamente) o activos (como transistores), la forma de onda de corriente puede variar significativamente, como se observa en la Figura 13. En condiciones ideales, la corriente de salida del corrector debería seguir a la tensión de entrada del cargador como si se trabajase con un modelo resistivo, con un aspecto perfectamente sinusoidal. Figura 13. Formas de onda de la corriente de alimentación para sistemas con y sin PFC 6 . Fuente [20]. Para la implementación de este bloque se emplean diversas topologías de convertidores DC/DC, siendo el convertidor elevador o boost el más empleado por si sencillez y por permitir el aumento de la tensión del bus DC o DC-link además de reducir el rizado de alta frecuencia de la corriente inyectada, es decir, que actúa como filtro de señal mejorando la relación entre el valor eficaz y el valor medio de esta magnitud, reduciendo en costes y pérdidas asociadas a los elementos pasivos posteriores. 3.2.2 Tensión de salida – Bus DC Tanto los niveles de voltaje de 400 V como de 800 V son comunes en el bus DC que conectaría la etapa elevadora con el convertidor DC/DC. La elección de este nivel depende de varios factores como la aplicación específica, la capacidad de la batería, la tensión de red y la normativa aplicable. Por ejemplo, los vehículos eléctricos de alta gama suelen emplear sistemas de 800 V para mejorar la eficiencia y reducir los tiempos de carga, mientras que para los vehículos de gama media y baja se suelen utilizar sistemas de 400 V debido a su menor coste y a la mayor disponibilidad de componentes en el mercado. En el modelo que se plantea, esta etapa eleva la tensión de red hasta un valor medio aproximado de 400 V. A este dato se sumará la posibilidad de que existan variaciones dentro del rango de los 340 – 410 V, como se explicará en el apartado 4.1.2. 3.2.3 Modo de operación Uno de los factores importantes en el diseño de un OBC es el modo de operación de su corrector de factor de potencia o PFC. Según el valor que toma la corriente circulante en la inductancia, el convertidor elevador puede operar en tres modos 7 . La Figura 14, resume sus características principales. 6 (1) Forma de onda de la corriente de red de un sistema sin PFC, (2) forma de onda de la corriente de red para un sistema con PFC pasivo (esto es, basada en una red de elementos pasivos como bobinas y condensadores), (3) forma de onda de la corriente de red para un sistema con PFC activo (es decir, que emplea elementos como transistores y semiconductores), (4) forma de onda de la tensión de red. 7 Por sus siglas en inglés estos tres modos usualmente se refieren en la literatura como CCM (Continuous Conductive Mode), DCM (Discontinuous Conductive Mode) y CrCM (Critical Conductive Mode). Diseño en Simulink del modelo OBC 34 Figura 14. Corrector de factor de potencia: modos de conducción. Fuente [20]. • Modo de Conducción Discontinua (DCM); si la corriente se anula para un periodo 𝑇1 en cada ciclo de operación. • Modo de Conducción Continua (CCM); si la corriente se mantiene positiva para todo el ciclo de operación. • Modo de Conducción Crítica (CrCM); si la corriente se mantiene positiva para todo el ciclo de trabajo, pero se anula al final de este. Este modo supone el límite entre los dos anteriores. La elección de un modo de conducción implica adaptar no solo el diseño del ciclo de trabajo de los semiconductores involucrados sino también el valor de los elementos pasivos presentes en el diseño. A partir de las referencias, [20] y [21], se puede llegar a las conclusiones siguientes: • La mayor desventaja del DCM, que provoca la exclusión de este método en aplicaciones de alta potencia o con cargas elevadas, es la de presentar el mayor pico de corriente para un valor fijo de tensión y potencia como consecuencia de la reducción del periodo de carga de la bobina. • En cuanto a los modos de CCM y CrCM, el CrCM presenta un valor eficaz al menos dos veces superior al valor medio de corriente o, en otras palabras, un factor de rizado 8 superior al CCM. Este efecto acentúa el ruido EMI en aplicaciones de alta potencia haciendo inviable su empleo en estos rangos. • La mayor ventaja del CrCM es que cada ciclo termina con un valor nulo de corriente, lo cual permite eliminar las pérdidas en los semiconductores, en concreto, las pérdidas por encendido del MOSFET y apagado del diodo. Por otro lado, en el modo CCM aparecen pérdidas por conmutación del transistor al existir siempre una corriente mínima que contribuye a la necesidad de incluir un filtro inductivo mayor. • Finalmente, tanto el DCM como el CCM permiten la conmutación del transistor a frecuencia constante, mientras que asegurar el CrCM durante todo el funcionamiento del sistema añade complejidad al diseño al requerir de la apertura del transistor una vez alcanzado el pico máximo de la corriente medida a la entrada. La solución supone la implementación de un controlador de frecuencia variable, existiendo otras alternativas como el control de “tiempo de encendido constante”, donde el objetivo es la variación del tiempo de apertura o de apagado 9 . 8 Por factor de rizado se entiende al cociente entre el valor eficaz y el valor medio de una magnitud alterna, en este caso, la corriente. El “rizado” describe por tanto la ondulación de esta magnitud una vez ha sido rectificada. Este factor sirve como indicador de la calidad del sistema o del filtro aplicado a la salida del rectificador: menor valor, mejor filtrado [22]. 9 En la guía de diseño de Infineon [21], se hace referencia a este ejemplo con el término “constant on-time control”. 35 35 Estudio de sistemas de cargadores a bordo para vehículos eléctricos y modelado a través de Simulink del OBC del Chevrolet Volt de segunda generación Tras este análisis, se decide optar por un modo de conducción continua (CCM). Este es ampliamente utilizado en la industria en aplicaciones de baja y media potencia por ofrecer el menor pico de corriente, disminuyendo el estrés en los componentes pasivos y el riesgo a sobrecalentamientos, además de reducir las pérdidas de los transistores y del resto de componentes. Su control es posible a frecuencia constante, rebajando los costes asociados a las tareas de diseño y optimización del controlador. 3.2.4 Topología boost – Número de ramas Otra opción es el diseño de un convertidor elevador intercalado, Figura 15, es decir, de más de una rama. El fin es reducir el rizado de corriente, el riesgo de sobreintensidades y el coste del equipo disminuyendo la energía circulante por cada una de las ramas. La energía entregada ahora por la unidad puede ser la misma que para un convertidor elevador de un solo nivel reduciendo a la mitad el valor de las inductancias empleadas o bien el valor de la corriente que circula por estas. Figura 15. Esquema del corrector de factor de potencia elevador intercalado de dos ramas. Las principales ventajas de esta topología son la reducción de las pérdidas térmicas asociadas a los semiconductores, así como un menor pico de corriente. Esta reducción del rizado u ondulación, alcanza su valor óptimo para un ciclo de trabajo del 50%. No obstante, debido a las propias oscilaciones de la red eléctrica, este valor rara vez será constante, por lo que la reducción esperada en un sistema real será algo menor al 50% del rizado medido en el modelo simple [23]. Por otra parte, el diseño del convertidor intercalado con inductancias de valor la mitad del diseño de una rama lleva aparejada una importante disminución del volumen magnético del 32% para el caso de dos fases, como bien puede observarse en los ejemplos propuestos en la referencia [24, p. pag. 13] . 3.2.5 Otras topologías – Bridgless PFC En línea con el objetivo de conseguir la mayor densidad de potencia en relación con el volumen del cargador, surgen otras topologías que prescinden de la configuración tradicional de rectificador más convertidor elevador, denominadas sin puente o bridgless, basadas en modelos tótem-pole, Figura 16. Diseño en Simulink del modelo OBC 36 Figura 16. Convertidor AC/DC sin puente tipo tótem-pole de medio puente controlado. El concepto de esta tecnología consiste en sustituir todos o casi todos los diodos por transistores de potencia activos para posibilitar un flujo bidireccional y aumentar además la eficiencia del diseño [13]. No obstante, este aumento en la densidad de potencia lleva aparejado por lo general un incremento en la complejidad del control y en el diseño de los componentes. Entre las características principales de estas topologías, es posible mencionar algunas de las que se destacan en el artículo [24]: • Por una parte, la tecnología tótem-pole elimina la etapa de rectificación sumando frecuentemente dos ramas que conmutan a diferente frecuencia. El principio de funcionamiento del modelo simplificado se basa en la conmutación de una rama a la frecuencia de la moduladora, la cual puede alcanzar valores del orden de los 100 kHz, reduciendo las exigencias de la segunda rama que generalmente opera a la frecuencia de red y que utiliza para ello tecnología convencional de silicio (diodos o transistores, generalmente de tipo MOS). • Como en las topologías con puente, añadir ramas adicionales al diseño permite reducir los rizados de tensión y corriente a la salida, pues cada una de estas gestiona una menor cantidad de energía permitiendo el aumento de la densidad de potencia y de la eficiencia del diseño. • Como puede comprobarse en los casos de estudio presentados en el artículo [25], esta tecnología ofrece prestaciones muy similares a las propias del modelo PFC intercalado para niveles bajos de potencia (<1kW), donde las pérdidas por conmutación son mayoritarias. No obstante, en aplicaciones de alta potencia logra mejorar la eficiencia global del sistema y reducir el peso de los componentes dinámicos. • Por otra parte, las elevadas frecuencias de conmutación en estas topologías someten a los conmutadores a una mayor tensión térmica y eléctrica a lo que se suma la necesidad de circuitos de control más complejos. A pesar de las ventajas en términos de eficiencia que presenta esta topología, su implementación implica el aumento del ruido en modo común, así como de la complejidad en la medida de las magnitudes físicas y en el diseño de su controlador. Estos hechos provocaron el descarte de esta solución en el modelo del Chevrolet Volt de segunda generación [19] y, en consecuencia, en este trabajo de fin de grado. Por su parte, la topología elevadora intercalada se presenta como una opción válida para aplicaciones de potencia baja y media gracias a su sencillez, su rango de aplicación y su alto rendimiento, por lo que se considerará como punto de partida para la elaboración del modelo de estudio. 37 37 Estudio de sistemas de cargadores a bordo para vehículos eléctricos y modelado a través de Simulink del OBC del Chevrolet Volt de segunda generación 3.3 Tanque resonante LLC. La mayoría de los cargadores a bordo actuales son convertidores AC/DC aislados galvánicamente que ofrecen modularidad en las clases de potencia e interoperabilidad con las distintas redes de alterna del mundo, es decir, posibilitan la regulación de la potencia de carga (bien sea por motivos del sistema empleado o para permitir la carga de diferentes baterías) y la adaptación del OBC a la diversidad de tensiones y frecuencias de alterna que pueden encontrarse en una red eléctrica a nivel global [13]. El bloque DC/DC añade este aislamiento galvánico a la estructura del cargador a fin de cumplir con los requisitos de aislamiento y seguridad impuestos por la normativa aplicable. Por otro lado, suele recaer en esta etapa el control de los niveles de tensión y de corriente en la conexión con la batería del vehículo. 3.3.1 Determinación del modelo LLC. En el diseño del convertidor DC/DC, la tecnología más ampliamente utilizada por la industria es el tanque resonante LLC de puente completo, Figura 17. Entre las ventajas de esta topología cabe mencionar la reducción de las interferencias electromagnéticas (EMI), de las pérdidas térmicas y de las pérdidas por conducción, a lo que se suma una alta eficiencia. Figura 17. Esquema del convertidor DC/DC de puente completo con tanque resonante LLC. Diversos estudios y análisis como el presentado por EEPower [26], respaldan la elección de convertidores con tanque resonante para aplicaciones de alta potencia, ya que permiten la conmutación suave en todos los dispositivos incluso a elevada frecuencia. El bajo número de componentes, la utilización de la inductancia de fuga del transformador para la resonancia y la ausencia de circuitos de ayuda o snubber son otras ventajas añadidas. El rectificador basado en tecnología MOS añade además la posibilidad de adaptar el diseño del convertidor para que actúe de manera bidireccional, aunque no se abordará esta posibilidad en el marco de este proyecto. A pesar de estas ventajas, el diseño de un convertidor resonante plantea una tarea complicada requiriendo de un mayor esfuerzo de optimización en comparación con un inversor operado a través de una moduladora PWM. No obstante, los avances en materia de microcontroladores han hecho posible la reducción del coste hardware del equipo abriendo la posibilidad a un mayor uso de estas tecnologías [27]. En cuanto a la topología física de la red resonante, existen diversas alternativas en la industria de acuerdo con el número de elementos pasivos integrados en el tanque. Bajo este criterio, pueden clasificarse como tanques de N-orden siendo N el número de inductancias o capacitancias que lo conforman. Mientras que los tanques resonantes de segundo orden (dos inductancias, dos capacitancias o una sucesión de estas bien en serie o en paralelo), destacan por su simpleza, no permiten una amplia regulación de la tensión de salida al tener un rango muy limitado de variación de su frecuencia de conmutación [28]. Para solventar estas limitaciones mejorando la eficiencia y reduciendo las pérdidas por las elevadas corrientes en el encendido y apagado de los transistores que conforman el inversor precedente al tanque, las redes resonantes de orden tres o superior son empleadas junto con técnicas de ZVS (conmutación por cero de tensión o Zero Voltage Switching) o ZCS (conmutación por cero de corriente o Zero Current Switching). Diseño en Simulink del modelo OBC 38 El tanque resonante LLC (Figura 18), combina las ventajas ofrecidas por los tanques SRC y PRC (Series Resonant Converter y Parallel Resonant Converter) permitiendo la operación del conjunto a altas frecuencias con bajas pérdidas y para un amplio rango de tensiones de salida [28]. A medida que el número de elementos en la red resonante aumenta, también la complejidad de su control, sus costes y el tamaño del sistema, lo que penaliza la supervisión, el control y la densidad de potencia del equipo. El tanque resonante de tercer orden, en concreto el tanque LLC, es ampliamente empleado en el desarrollo de los actuales vehículos eléctricos. El artículo [28], ofrece un análisis en profundidad de las diversas alternativas subrayando sus ventajas e inconvenientes, así como su modo de operación e implementación en el sistema de carga del vehículo. Figura 18. Esquema del tanque resonante LLC. El tanque resonante LLC está formado por un condensador resonante y dos inductancias: la inductancia resonante (Lr), en serie con el condensador resonante (Cr) y el transformador, y la inductancia de magnetización (Lm) en paralelo con los anteriores. Su función es filtrar los armónicos de la onda generada, emitiendo una onda idealmente sinusoidal y de frecuencia fundamental igual a la de conmutación del inversor [29]. En buena parte de los diseños esta configuración suele estar integrada en el transformador, modelando sus pérdidas como inductancias en serie (Llkp, Llks 10 ), o paralelo (Lm) a la par que ofrece aislamiento galvánico a la estructura. 3.3.2 ZVS o ZCS – Elección de los semicondutores El encendido y apagado de los semiconductores, MOSFETs o IGBTs, que forman parte del inversor o generador de onda y que trabajan a alta frecuencia, deriva en pérdidas de energía térmica. Esta operación produce una acumulación de carga en la capa de óxido o de puerta del MOSFET, o una inyección de portadores en el colector del IGBT, cuyas pérdidas no solo reducen la eficiencia del sistema, sino que además conllevan a una reducción de la densidad de potencia al requerir de disipadores de calor más grandes que contribuyen a reducir el espacio y aumentar el peso del OBC [30]. La reducción de estas pérdidas de encendido (si se utiliza tecnología MOS) o de apagado (para el caso IGBT) se vuelve un factor determinante en el diseño de un cargador con alta eficiencia y ciclo de vida, pues estas limitan la frecuencia máxima de operación bastante por debajo de su límite teórico. Por conmutación dura (hard-switching) se entiende a aquella que causa la apertura o cierre de los transistores para valores no nulos de tensión o de corriente, es decir, llevando al dispositivo entre los estados de encendido y apagado de forma directa, independientemente del estado en el cual se encontrara. Esto conlleva a la aparición de corrientes residuales, así como al sobrecalentamiento del equipo. Este sería el caso de los métodos convencionales que emplean PWM. En cuanto a las técnicas de conmutación suave (soft-switching), se distingue entre la conmutación al paso por cero de tensión o ZVS o al paso por cero de corriente o ZCS (Zero Voltage Switching y Zero Current Switching, respectivamente). 10 Ver apartado 4.2.2.5. 39 39 Estudio de sistemas de cargadores a bordo para vehículos eléctricos y modelado a través de Simulink del OBC del Chevrolet Volt de segunda generación En el modo de operación ZCS, se fuerza la conmutación al producirse un cero de corriente y es principalmente recomendado para tecnologías IGBT. Estos semiconductores presentan pérdidas de desconexión predominantes por lo que convencionalmente no se utilizan en convertidores LLC que suelen requerir altas frecuencias de conmutación [30]. Sin embargo, si el convertidor LLC se diseña intencionadamente para un funcionamiento capacitivo, propiciando esta conmutación en cero de corriente (ZCS), es posible conseguir convertidores robustos operando con tecnología IGBT y que resulten económicamente rentables. Por otra parte, el modo de operación ZVS se logra forzando la conmutación al encontrar un cero en tensión. En este caso, el modo es recomendado para puentes que emplean tecnología MOS como consecuencia de sus importantes pérdidas de encendido. En esta situación, es posible reducir la corriente circulante por la rama durante la operación al retrasarse con respecto a la onda de tensión, evitando las pérdidas y el ruido asociados a la actuación del diodo en antiparalelo 11 dentro de su región inversa. Para garantizar esta operación, el convertidor LLC debe funcionar en su región inductiva. La Figura 19 (derecha) refleja las curvas características de este segundo modo. En los diagramas se observa como para un comportamiento inductivo del convertidor 12 , es posible la reducción de pérdidas al evitar la circulación de la corriente por el diodo en recuperación inversa 13 (izquierda). Figura 19. Curvas características del tanque resonante LLC. Polarización inversa del diodo (izquierda) y actuación ZVS (derecha). 14 Fuente [31]. 3.3.3 Semipuente y puente completo. El puente completo (Figura 20, izquierda), permite generar ondas cuadradas de mayor amplitud reduciendo las pérdidas de cobre del transformador al trabajar con una relación de transformación más pequeña para la misma tensión de carga. Por otro lado, mediante el control de la conmutación de sus cuatro interruptores es posible una mayor modulación de la onda generada, lo que contribuye a la reducción de la distorsión armónica y la construcción de ondas más aproximadas a la senoide. Sin embargo, el incremento en el número de semiconductores hace que aumente su coste, así como sus pérdidas térmicas con respecto al medio puente. 11 El diodo en antiparalelo del MOSFET permite el modelado del comportamiento del semiconductor cuando este se encuentra apagado. Cuando el transistor abre, la energía almacenada en el inductor y el capacitor del tanque resonante busca una vía para mantener el flujo de corriente en el circuito. Este diodo, consecuencia de la propia unión del canal a través del sustrato N o P del MOSFET, proporciona una ruta para que la corriente pueda circular. El objetivo del ZVS es permitir que la energía almacenada se transfiera de manera suave por este nuevo camino evitando posibles picos de corriente o daños en el transistor y ayudando a mejorar la eficiencia del circuito. 12 Las curvas a la izquierda en la Figura 19 reflejan un comportamiento capacitivo, con una onda de corriente “adelantada” respecto de la onda de tensión. Para la operación ZVS, la corriente debe retrasarse con un comportamiento inductivo, como se muestra en la derecha de la figura. 13 En la práctica es preferible evitar la actuación del diodo en antiparalelo del MOSFET dentro de su región de polarización inversa (Figura 19, izquierda) a fin de reducir el riesgo de sobreintensidades y aumentar la salud del transistor. 14 Vd: caída de tensión en el MOSFET, Ip: corriente de salida del inversor (corriente en bornas de primario del transformador); IDSI: corriente circulante en el MOSFET Diseño en Simulink del modelo OBC 40 La tecnología de medio puente (Figura 20, derecha), es más sencilla de implementar, pero conlleva el aumento de la corriente circulante por la rama para una misma potencia gestionada al reducir a la mitad la tensión de salida respecto del puente completo. Este hecho hace que, en la práctica, los fabricantes y diseñadores recomienden el uso de tecnologías de medio puente únicamente en aplicaciones de baja potencia donde las pérdidas por conmutación se reducen en comparación con el diseño de puente completo. No obstante, en sistemas que gestionan potencias elevadas por encima de 1 kW, estos beneficios dejan de ser significativos frente al peso de las pérdidas por conducción [29]. Figura 20. Inversor de puente completo (izquierda) e inversor de medio puente (derecha). Fuente [32]. En cuanto al secundario del transformador, es necesario rectificar la señal. Dos arquitecturas se presentan con frecuencia para esta conversión: el puente completo de diodos y el rectificador de onda completa (Figura 21). El rectificador de onda completa logra reducir el número de diodos por rama a la mitad, lo que lleva implícita la reducción en las pérdidas por conducción. No obstante, esta reducción en el número de semiconductores implica a su vez el diseño de estos para una mayor tensión nominal. Estas consideraciones posicionan al rectificador de puente completo como la opción más ventajosa en aplicaciones con altas tensiones de salida mientras que el rectificador de onda completa se posiciona como la solución más común en aplicaciones con altas corrientes de carga y baja tensión de salida [32]. Figura 21. Rectificador de puente completo (izquierda) y rectificador de onda completa (derecha). Fuente [32]. El diseño abordado por el presente trabajo de fin de grado empleará una estructura de puente completo controlado en primario, así como un rectificador por puente de diodos en secundario, modelo de utilización en el cargador a bordo del Chevrolet Volt de segunda generación que será objeto de discusión. 41 41 Estudio de sistemas de cargadores a bordo para vehículos eléctricos y modelado a través de Simulink del OBC del Chevrolet Volt de segunda generación 3.3.4 Comportamiento del tanque resonante LLC: Modos de operación Por simplicidad, se partirá del análisis de operación del convertidor DC/DC de tanque resonante LLC con configuración de tipo puente completo y sin desplazamiento de fase 15 , con una etapa rectificadora sin controlar en el secundario. 3.3.4.1 Principio de funcionamiento El principio de operación del inversor o generador de onda cuadrada que conforma la primera parte del convertidor DC/DC se basa en la conmutación secuencial de los transistores que conforman el puente completo. Para esta configuración, la carga conectada al inversor es reactiva por lo que la corriente y la tensión a la salida estarán desfasadas positiva o negativamente, de acuerdo con el carácter inductivo o capacitivo del tanque. • Si Lr > Cr, la carga del tanque resonante será inductiva y la corriente estará retrasada respecto de la tensión. • Si Lr < Cr, la carga del tanque resonante será capacitiva y la corriente estará adelantada respecto de la tensión. En un ciclo de trabajo, para aquellos intervalos en los cuales la corriente y la tensión a la salida no coinciden en signo, los transistores se cortan forzando la conducción a través de los diodos en antiparalelo. En relación con la potencia transferida, se distinguen dos etapas [32]: • Etapa activa: Intervalo de entrega de potencia activa que ocurre dos veces por ciclo completo. En esta etapa, corriente y tensión tienen el mismo signo. La Figura 22 representa la operación del convertidor para el semiciclo positivo de la tensión generada, mientras que la Figura 23 aplica para el semiciclo negativo. En ambas situaciones los interruptores, S1 y S4 para el primer caso y S2 y S3 para el segundo, están cerrados y la carga se ve sometida a una tensión de valor igual a la fuente, en este caso, 400 V. La diferencia entre la corriente resonante y la corriente de magnetización (circulante por la inductancia de magnetización, normalmente asociada a las pérdidas inductivas del devanado primario del transformador) es la corriente transferida al secundario y empleada para cargar/descargar la batería. Figura 22. Operación del convertidor DC/DC: etapa activa, tensión positiva. Fuente [31] 15 En otras palabras, generará una onda cuadrada como consecuencia de la conmutación simultánea de los transistores, sin mayor énfasis en la modulación de la onda. Implementación del modelo 48 El valor del filtro del bus DC será, por tanto, el mayor de las siguientes expresiones [21]: 𝐶𝑑𝑐≥𝑃𝑑𝑐 2𝜋·𝑓𝑠𝑤1·∆𝑉𝑑𝑐·𝑉𝑑𝑐=3842 2𝜋·100·103·10·400=1,53 µF 𝐶𝑑𝑐≥2·𝑃𝑑𝑐,𝑚á𝑥 · 𝑡𝑟𝑒𝑡 𝑉𝑑𝑐 2−𝑉𝑑𝑐,𝑚𝑖𝑛 2=2·3920,5·16·10−3 4002−3402=2,93 mF Donde ∆𝑉𝑑𝑐 representa el rizado de tensión en el bus DC, tret es el tiempo de retención, Vdc y Vdc,mín definen el rango de tensión admitido durante este periodo. Siguiendo el criterio expuesto más arriba, el valor escogido para el filtro será de 3 mF. 4.1.2.5 Corrector de factor de potencia: valor de los componentes De la aplicación de estas ecuaciones se obtienen los resultados mostrados en la Tabla 3. Tabla 3. Diseño de los componentes del convertidor elevador de una rama. Diseño del PFC elevador de dos ramas Parámetros de diseño Valor Unidad Inductancia por rama (LPFC) 150 µH Capacidad del filtro paso bajo de salida (Cdc) 3 mH Resistencia de la carga para operación a máxima potencia (Rdc) 43,5 Ω Ciclo de trabajo mínimo (calculado) (DPFC) 18 % 4.1.3 Diseño del controlador Figura 28. Esquema de control para el controlador del PFC de dos ramas. Para el diseño del controlador, se partirá de un esquema en cascada consistente en dos lazos de control: un lazo externo de tensión y un lazo interno de corriente para cada una de las ramas, Figura 28 y Figura 29. El controlador actuará a una frecuencia de 100 kHz para favorecer la conexión a la etapa siguiente y evitar el aumento del ruido. 49 49 Estudio de sistemas de cargadores a bordo para vehículos eléctricos y modelado a través de Simulink del OBC del Chevrolet Volt de segunda generación La estructura de este controlador se basa en el diseño presentado por [33], del cual pueden destacarse los siguientes elementos: • Controlador PI – Lazo de tensión: Controlador PI aplicado a la tensión de salida o del bus DC. Su objetivo es obtener la referencia de amplitud de la corriente controlada en el bucle interno de corriente. Esta acción de control debe ser baja y tener una dinámica lenta, adecuada a la frecuencia de red. • Tensión de entrada, Vred: Señal fundamental en el diseño del PFC. Aporta la referencia de forma (sinusoidal) para garantizar el seguimiento de la acción de control y, por tanto, de la corriente del elevador con la tensión rectificada, de manera que sea posible el mantenimiento de un factor de potencia unitario. La obtención de esta señal de referencia es posible gracias al bloque feedforward. • Bloque feedforward (de tensión): El objetivo principal de este boque es compensar las variaciones de la tensión de red, así como modelar la corriente de referencia del bucle de corriente tomando como representante la forma de onda de la tensión de entrada. La implementación física, de acuerdo con la literatura, implica la integración de un filtro paso bajo para la medida y la obtención del valor RMS de la tensión media rectificada [34]. En el modelo Simulink, su diseño se simplificará tomando el ejemplo ee_power_factor_correction de Mathworks, Inc. [33], el cual toma el ángulo de la tensión de red en valor absoluto (o, en su defecto, de la tensión rectificada) para modelar la salida del bucle de tensión; referencia del bucle interno de corriente en este planteamiento de control en cascada. • Controladores PI – Lazos de corriente: Encargados de la regulación del nivel de corriente. Cada una de las ramas dentro del modelo intercalado deberá tener asociada su propio bucle de control el cual proporcionará el ciclo de trabajo de su transistor. La dinámica de estos controladores de corriente debe ser lo suficientemente rápida, siempre que el propio controlador lo permita. • Etapa de modulación: Generación de señales PWM a partir de los ciclos de trabajo obtenidos a la salida de los controladores de corriente. Para el controlador intercalado o de dos fases, una rama debe estar desfasada de la otra en 180º. La implementación en Simulink puede observarse en la Figura 29. Figura 29. Implementación en Simulink del controaldor utilizado en el PFC de dos ramas. Las medidas de tensión y corriente utilizadas como señales de entrada del controlador estarán normalizadas. Para la normalización de las corrientes circulantes en las ramas, se tomará en consideración la limitación de corriente impuesta por la norma IEC 61851 y aplicada al diseño del vehículo. De acuerdo con el estándar, la corriente de entrada no debe superar los 16 A, mientras que la toma de tensión monofásica estándar en Europa es de 230 V. Según la referencia [20] y atendiendo a lo visto en el apartado 4.1.2.3, es posible calcular el punto de operación de la simulación como: 𝑃𝑟𝑒𝑑=16·230=3680 𝑊→𝑃𝑑𝑐=𝜂𝑃𝐹𝐶·𝑃𝑟𝑒𝑑=0,98·3680=3606 𝑊 𝐼𝐿,𝑝𝑖𝑐𝑜=2√2· (𝑃𝑑𝑐 2) 𝜂𝑃𝐹𝐶·𝑉𝑟𝑒𝑑= √2·𝑃𝑟𝑒𝑑 𝑉𝑟𝑒𝑑= √2·3680 230 =22,63 A 𝐼𝐿,𝑚á𝑥=𝐼𝐿,𝑝𝑖𝑐𝑜 √6=9,24 𝐴 Las corrientes de entrada en el controlador se normalizarán de acuerdo con un factor de 9,24 A. Implementación del modelo 50 4.1.4 Sintonización de los parámetros de control Para un ajuste preciso de los parámetros de control, es recomendable partir de un modelo aproximado del sistema que atienda a limitaciones físicas como la digitalización de las señales, la dinámica de los semiconductores y las fluctuaciones de la red. La idea general para el modelado de la planta a controlar en el bucle de corriente se basa en el modelado del convertidor como circuito de pequeña señal. Los controladores por diseñar serán controladores PI discretos cuyo comportamiento queda definido bajo la siguiente ecuación. 𝐶(𝑧)=𝑃+𝐼·𝑇𝑠·1 𝑧−1 Donde P es la constante proporcional, I el término integral y Ts el periodo de muestreo. A fin de facilitar el desarrollo de los controladores y de proponer una solución de diseño más práctica a través del software Simulink, se ha hecho uso de las herramientas Frequency Response Estimator y Control System Tuner. A través de la primera y partiendo de un modelo simplificado del convertidor, es posible la estimación en frecuencia del comportamiento del sistema alrededor de un punto de funcionamiento. Por otra parte, la segunda aplicación permite el diseño rápido de los parámetros de control partiendo de la planta o del modelo del sistema en bucle abierto a controlar, Figura 30. Figura 30. Respuesta en frecuencia del PFC simple (una rama) en lazo abierto (diagramas de Bode). Para la sintonización de los controladores se analizará la acción de control de cada bucle por separado. El diseño, por tanto, toma los siguientes pasos: 1. Sintonización de los controladores de corriente: A partir del modelo simplificado del sistema basado en un convertidor elevador simple (de una rama), se busca obtener una aproximación del modelo de la planta aplicando una estimación por barrido de frecuencia (Figura 30). Posteriormente, se analiza la respuesta del lazo de control y se determinan aquellos parámetros que mejor satisfagan las especificaciones de diseño. 2. Sintonización del controlador de tensión: A partir del modelo completo del corrector de factor de potencia, se repetirá la metodología anterior aproximando de nuevo la planta a través de un barrido de frecuencia para recurrir finalmente al análisis del Bode para la determinación de los parámetros de control. 51 51 Estudio de sistemas de cargadores a bordo para vehículos eléctricos y modelado a través de Simulink del OBC del Chevrolet Volt de segunda generación Al no ser posible la obtención de una buena aproximación lineal a partir del modelo de dos fases, se ha recurrido al modelo del convertidor tradicional o simple para la aproximación de su dinámica, reduciendo a la mitad la potencia gestionada por el modelo con idea de emular las condiciones individuales de cada rama. De la aplicación de estos criterios y tras el ajuste mediante simulación, los parámetros escogidos para los controladores PI de corriente son los siguientes. 𝑃=0,1865567 𝐼=2,6030639 Mientras que, para el controlador de tensión, los parámetros finales son: 𝑃=9 𝐼=80 A partir de estos valores es posible obtener un comportamiento estable del sistema en lazo cerrado, como refleja la Figura 31. Figura 31. Respuesta en frecuencia del PFC simple (una rama) controlado (diagramas de Bode). 4.2 Diseño del inversor de puente completo con tanque resonante LLC 4.2.1 Especificaciones de diseño Para el diseño del tanque resonante, el modelo desarrollado se basa en las indicaciones de las guías de diseño de Fairchild [31] y de Infineon [32]. El tanque resonante LLC permite obtener una alta eficiencia gracias a la conmutación suave de todos los interruptores que forman parte del puente completo para un rango amplio de frecuencias. Bien es cierto que, como contrapartida, su diseño lanza varias dificultades requiriendo siempre de un proceso iterativo para alcanzar la respuesta óptima de acuerdo con las prestaciones de la aplicación para la cual se pretende implementar. El diseño del convertidor DC/DC mostrado en la Figura 32 se compone de los siguientes elementos: • Conexión al bus DC: entrada del convertidor DC/DC y salida de la etapa anterior AC/DC • Inversor de onda cuadrada de puente completo controlado sin desplazamiento de fase basado en tecnología MOS. • Tanque resonante LLC: permite obtener el paso por cero de los semiconductores en el generador de onda cuadrada al forzar una conmutación suave. • Transformador (ideal) para aislar galvánicamente. Implementación del modelo 52 • Rectificador de puente completo de diodos en secundario, para rectificar la salida sinusoidal del secundario del transformador. • Filtro paso bajo a la salida para reducir los rizados de corriente y tensión. • Modelo equivalente de una batería de ion-litio basado en una fuente controlada de tensión y las resistencias de carga/descarga de la batería. Figura 32. Esquema del convertidor DC/DC de puente completo con tanque resonante implementado en Simulink. En general, la frecuencia de resonancia del tanque, fr, es una de las especificaciones de diseño más críticas para un convertidor LLC ya que determina la eficiencia, la densidad de potencia y otros parámetros del sistema. Por lo tanto, es importante seleccionar la inductancia y la capacitancia adecuadas para que la frecuencia de resonancia se ajuste al rango de operación deseado. Las especificaciones de diseño se resumen en la Tabla 4. Tabla 4. Especificaciones de diseño del tanque resonante LLC de puente completo OBC - Tanque resonante LLC de puente completo Especificaciones de diseño Valor Unidad Tensión nominal del bus DC (Vdc) 400 V Tensión mínima del bus DC (tensión de retención)18 (Vdc,mín) 340 V Tensión máxima del bus DC (Vdc,máx) 410 V Potencia máxima gestionada a la salida (Pout) 3650 W Eficiencia del tanque (εLLC) 95 % Frecuencia de resonancia (fr) 100 kHz Capacidad parásita del MOSFET (CFET) 450 pF Tensión nominal de la batería (Vbat) 360 V Rango de variación de la tensión de salida en el Chevrolet Volt 2 200-430 V Corriente máxima a la salida (Iout,máx) 13 A Se asumirá que la entrada podrá variar un -15%/+2% con respecto al valor nominal de tensión de 400V, teniendo en cuenta las consideraciones sobre el rizado de tensión (±10𝑉) y la tensión mínima de descarga (340V) impuestas para la anterior etapa. En cuanto al rango de tensión a la salida del convertidor, se parte del rango de operación esperado en el OBC del Chevrolet Volt de segunda generación (200 V - 430 V, Tabla 4). A la salida del circuito se simulará el comportamiento de una carga que si bien podría corresponderse con una curva típica de carga de una batería de ion-litio, su objetivo será meramente teórico: simular una carga variable dentro del rango de tensión especificado para la salida de acuerdo con los ensayos mostrados en la referencia [19]. 18 El valor indicado parte de la especificación de diseño tomada en el apartado anterior para el condensador de salida de acuerdo con el criterio del tiempo de retención. Este debe ser recalculado para una mejor aproximación a partir del valor del filtro del bus DC finalmente escogido. 53 53 Estudio de sistemas de cargadores a bordo para vehículos eléctricos y modelado a través de Simulink del OBC del Chevrolet Volt de segunda generación 4.2.2 Diseño del tanque resonante. 4.2.2.1 Procedimiento de diseño El procedimiento de diseño parte de las previamente citadas guías [31] y [32], y puede resumirse en los siguientes pasos: 1. Determinación de las especificaciones de diseño: obtención de los valores límite de ganancia del tanque y determinación de la relación de transformación. 2. Diseño de la red resonante LLC: elección del valor máximo del factor de calidad, Q, y de la relación de inducción, m, de acuerdo con el modo de operación esperado. 3. Cálculo de los componentes pasivos del tanque resonante. 4. Diseño del transformador integrado. 5. Diseño del rectificador de salida: valores del filtro capacitivo paso bajo. 4.2.2.2 Especificaciones de diseño: Ganancia del tanque resonante LLC Antes de comenzar con el diseño del equipo, es necesario determinar una serie de parámetros para conocer el rango de operación del tanque resonante. Eficiencia De acuerdo con las especificaciones del Chevrolet Volt de segunda generación, la eficiencia esperada de su convertidor LLC es de un 95%, para operaciones a máxima potencia. La potencia de entrada máxima, 𝑃𝑑𝑐,𝑚á𝑥, del convertidor sería: 𝜂𝐿𝐿𝐶=𝑃𝑜𝑢𝑡,𝑚á𝑥 𝑃𝑑𝑐,𝑚á𝑥 →𝑃𝑑𝑐,𝑚á𝑥=3650 0,95=3842,1 𝑊 Donde 𝜂LLC es la eficiencia del convertidor. Rango de la tensión de entrada Considerando como valor mínimo aquel asociado a la retención por el condensador de salida de la etapa PFC, se recalculará su valor de acuerdo con el filtro capacitivo escogido en la etapa anterior (apartado 4.1.2.4). 𝑉𝑑𝑐,𝑚í𝑛=√𝑉𝑑𝑐 2− 2·𝑃𝑑𝑐·𝑡𝑟𝑒𝑡 𝐶𝑑𝑐 = √4002− 2·3842·16,6·10−3 3·10−3 =342,75 𝑉 Por otro lado, se tomó como criterio de diseño en la etapa PFC un rizado de tensión máximo de ± 10 Vpp, de manera que puede considerarse la variación de la tensión de entrada dentro del rango [343, 410] V. Ganancia de tensión: valores límite La ganancia global del convertidor DC-DC, M, resulta del producto de la ganancia del inversor, la ganancia del tanque y de la relación de transformación [32]. 𝑀= 𝑀𝑠𝑤·𝑀𝐿𝐿𝐶·𝑁𝑠 𝑁𝑝 Donde 𝑀𝑠𝑤 es la ganancia del inversor de puente completo, 𝑀𝐿𝐿𝐶 la ganancia del tanque y 𝑁𝑠 y 𝑁𝑝 las vueltas del transformador en secundario y primario, respectivamente. Para la topología de puente completo, 𝑀𝑠𝑤 es 1, mientras que en el caso del medio puente toma el valor de 0,5. La ganancia del tanque resonante puede obtenerse de analizar el circuito equivalente de la Figura 33. Implementación del modelo 54 Figura 33. Circuito equivalente del tanque resonante LLC 19 . Para simplificar el diseño, se utilizará como inductancia de magnetización, 𝐿𝑚, la propia del transformador mientras que 𝐿𝑟 y 𝐶𝑟 representan la capacidad e inductancia resonantes y 𝑅𝑎𝑐 la resistencia reflejada de carga 20 . La ganancia del tanque resonante puede obtenerse a partir de la siguiente función de transferencia: 𝑀𝐿𝐿𝐶(𝑄,𝑚,𝑓𝑛)=|𝑉𝐿𝐿𝐶1(𝑠) 𝑉𝐿𝐿𝐶2(𝑠)|= 𝐹𝑥2(𝑚−1) √(𝑚·𝐹𝑥2−1)2+𝐹𝑥2·(𝐹𝑥2−1)2·(𝑚−1)2·𝑄2 Donde Q es el factor de calidad, m la relación de inducción, fn la frecuencia normalizada (cociente entre la frecuencia de conmutación y la frecuencia de resonancia) y 𝑉𝐿𝐿𝐶1 y 𝑉𝐿𝐿𝐶2 las tensiones del primario y secundario del transformador respectivamente. La operación óptima del tanque se obtiene para una frecuencia normalizada de 1. En otras palabras, el ciclo completo de potencia se alcanza cuando la frecuencia de conmutación de los semiconductores iguala la frecuencia de resonancia del tanque. Manteniendo la máxima frecuencia de operación de la etapa anterior, el diseño del tanque se realizará para una frecuencia de resonancia de 100 kHz. El comportamiento del tanque deberá ser tal que permita la operación del inversor en ZVS para todo el rango de tensión del bus DC considerado. Bajo esta premisa, el diseño buscará aquella curva de ganancia que logre alcanzar los valores límite definidos como 𝑀𝑚á𝑥 y 𝑀𝑚í𝑛 dentro de la zona inductiva, los cuales dan una estimación del valor final del conjunto resonante 21 . 𝑀𝑛𝑜𝑚=1, ganancia nominal del tanque De acuerdo con la guía, [32], es posible conocer las ganancias mínimas y máximas de operación a las cuales se quiere someter al tanque resonante a través de las siguientes relaciones. 𝑀𝑚á𝑥=𝑉𝑑𝑐,𝑛𝑜𝑚 𝑉𝑑𝑐.𝑚í𝑛 ·𝑀𝑛𝑜𝑚=400 343·1=1,167, ganancia máxima del tanque resonante 𝑀𝑚í𝑛=𝑉𝑑𝑐,𝑛𝑜𝑚 𝑉𝑑𝑐.𝑚á𝑛 ·𝑀𝑛𝑜𝑚=400 410·1=0,976, ganancia mínima del tanque resonante 4.2.2.3 Diseño de la red resonante Relación de inducción (m) La relación entre la inductancia de resonancia y la inductancia de magnetización determina el comportamiento de la ganancia del tanque: menores valores de m permiten alcanzar ganancias superiores motivando el comportamiento elevador del convertidor, si bien reducen la modulación de frecuencia haciendo que el sistema 19 En el esquema se hace referencia a Vprim en lugar de Vdc para diferenciar esta onda cuadrada generada por el inversor de la señal de tensión del bus DC. 20 Por “resistencia reflejada” se entiende el valor de una hipotética carga resistiva colocada a la salida del circuito, Ro, vista desde el primario del transformador, esto es, su valor dependerá de la relación de transformación obteniéndose de la fórmula: 𝑅𝑎𝑐=𝑅𝑜·(𝑁𝑝/𝑁𝑠) 2. El valor de esta carga se corresponderá en los cálculos con el resultado de aplicar valores nominales de las magnitudes de diseño. 21 Los valores límite, 𝑀𝑚á𝑥 y 𝑀𝑚í𝑛, se calcularán como desviaciones del valor nominal, MLLC, el cual se considerará unitario en una primera aproximación. 55 55 Estudio de sistemas de cargadores a bordo para vehículos eléctricos y modelado a través de Simulink del OBC del Chevrolet Volt de segunda generación se vuelva más sensible a su variación, mejorando así el control y la regulación en aplicaciones con un rango de tensión de entrada amplio. Sin embargo, reducir este factor implica también reducir el peso de la inductancia de magnetización y como consecuencia su efecto en el sistema, derivando en un mayor rizado de la corriente de magnetización y en el aumento de las pérdidas. Interesan valores moderado-altos de m porque se considera que la variación de tensión a la entrada es reducida (+2%/-15%). Esto implica que la regulación a realizar en el primario del transformador es baja no requiriendo de un sistema demasiado flexible. En este caso, se opta por la eficiencia aumentando el valor del factor m lo cual tendrá otras consecuencias como un mayor valor de Lm y menores corrientes de magnetización (menores pérdidas). Los valores más comunes del factor se encuentran en el rango 3~7, para lo cual la ganancia de tensión del tanque a la frecuencia de resonancia, MLLC, variaría entre los 1,1~1,2 [31]. Factor de calidad (Q) El factor de calidad del circuito depende de la corriente y por tanto de las condiciones de carga: su valor será mayor en tanto superior sea la demanda de energía o la carga conectada a la salida. Por este motivo, este factor debe diseñarse de manera que el circuito resonante sea capaz de alcanzar los valores 𝑀𝑚á𝑥 y 𝑀𝑚í𝑛 para los diferentes puntos de operación sin forzar la modulación de frecuencia, es decir, trabajando siempre dentro de un rango de la frecuencia modulada que permita al modelo alcanzar el comportamiento ZVS y reducir las pérdidas. Mayores valores de Q permiten alcanzar menores valores de MLLC y viceversa. Los valores de este parámetro suelen oscilar entre 0,1 ~ 0,9 para este tipo de aplicaciones 22 . 𝑄=√𝐿𝑟 𝐶𝑟 𝑅𝑎𝑐 De acuerdo con la guía de Fairchild, [31], para aplicaciones de baja corriente 23 es recomendado elegir valores moderados del factor Q. Por otro lado, para asegurar la operación ZVS en situación de alta carga (𝑅𝑎𝑐 baja y Q elevada) se recomienda que la curva seleccionada guarde un margen del 10%~20% con respecto de los límites 𝑀𝑚á𝑥 y 𝑀𝑚í𝑛 considerados. De esta manera, se seleccionará un valor tal que M,pico > Mmáx, representando M,pico el valor máximo de la curva de ganancia para un determinado Q y m. 𝑄 ~0,5 Rango de la frecuencia normalizada Se entenderá por frecuencia normalizada, 𝑓𝑛, a la relación entre la frecuencia de conmutación de los semiconductores del inversor de onda completa y la frecuencia de resonancia. 𝑓𝑛=𝑓𝑠𝑤2 𝑓𝑟 El valor mínimo de la frecuencia de conmutación para el cual puede asegurarse la operación dentro de la zona inductiva es aquel para el cual la curva de ganancia para m y Q permite alcanzar la ganancia máxima, Mmáx, y está situado a la derecha del valor de pico de dicha curva, M,pico. En principio, en cuanto a la frecuencia máxima de operación, este es un parámetro menos crítico y que dependerá de las posibilidades físicas de los componentes y materiales escogidos para el diseño. Este valor nominal que se correspondería con la ganancia del sistema desplazada por la acción del transformador (ganancia virtual, Mv 24 , según [31]) coincide con el corte de la curva de ganancia con el valor estimado como 𝑀𝑚í𝑛. 22 Ver la nota 16. 23 El periodo de carga a tensión constante se caracteriza por la disminución progresiva de la corriente de carga. La duración de esta etapa es mayor a la etapa de carga rápida o carga a corriente constante en un modelo convencional. 24 De acuerdo con la referencia [31], la ganancia del tanque a la frecuencia de resonancia sufre un desplazamiento cuando se consideran los componentes magnéticos del tanque como efectos inductivos del transformador integrado. Este nuevo valor, siempre mayor a la unidad, es conocido como ganancia virtual del tanque, MV, y suele corresponderse con Mmín. En una primera aproximación este desplazamiento no es considerado hasta la selección de los parámetros de diseño m y Q. Implementación del modelo 56 Selección de los parámetros de diseño El procedimiento arriba descrito (apartado 4.2.2.1) se realiza iterando para diversos valores de la relación de inductancias, m, y del factor de calidad, Q. Tras graficar las curvas 𝑀𝐿𝐿𝐶(𝑄,𝑚,𝐹𝑥) atendiendo a la función dada por Infineon [32] para Q en el rango [0,1, 0,9] y m entre los valores [6, 9] se selecciona la pareja m = 7, Q =0,4 como solución de diseño, Figura 34. Para estos valores, el valor de pico de la curva de ganancia es al menos un 10% superior al valor límite calculado, 𝑀𝑚á𝑥 (Figura 35). Figura 34. Curvas de ganancia del tanque resonante LLC para diversos valores de Q y m = 7. Figura 35. Curva de ganancia del tanque resonante LLC para Q = 0,4 y m = 7. 57 57 Estudio de sistemas de cargadores a bordo para vehículos eléctricos y modelado a través de Simulink del OBC del Chevrolet Volt de segunda generación Seleccionados los factores m y Q, es posible reajustar el valor de la ganancia del tanque a la frecuencia de resonancia considerando el efecto del transformador de acuerdo con la expresión, [31]: 𝑀𝑣=𝑀𝑚í𝑛=√𝑚 𝑚−1=√7,5 7,5−1=1,0742 Este desplazamiento se aplica de igual manera al valor asociado a la amplificación máxima del tanque resonante: 𝑀𝑚á𝑥=𝑉𝑑𝑐,𝑛𝑜𝑚 𝑉𝑑𝑐,𝑚í𝑛 ·𝑀𝑣=400 343·1,0742=1,2536 Figura 36. Curva de ganancia del tanque resonante LLC para Q=0,4 y m = 7. Rango de operación de la frecuencia normalizada. 4.2.2.4 Diseño del transformador integrado Relación de transformación En una primera aproximación, el valor mínimo de la relación de transformación, 𝑛𝑚𝑖𝑛, necesario para cumplir con las condiciones de diseño del tanque resonante puede calcularse de acuerdo con la siguiente ecuación [31]. 𝑛𝑚𝑖𝑛=𝑁𝑝 𝑁𝑠= 𝑉𝑑𝑐,𝑚á𝑥 𝑉𝑜𝑢𝑡+𝑉𝐹·𝑀𝑚í𝑛=410 360+0,9·1,0742=1,108 Donde 𝑁𝑝 y 𝑁𝑠 hacen referencia a las vueltas en el devanado primario y secundario respectivamente, siendo 𝑉𝐹 la tensión de caída en el diodo que para este escenario se considerará de 0,9 V. Diseño de los de los devanados Para el diseño del transformador, se analiza el peor caso de operación el cual sucede a la mínima frecuencia de conmutación permitida: condiciones de tensión mínima a la entrada para carga máxima a la salida. De acuerdo con la guía, el número mínimo de vueltas en el primario del transformador, 𝑁𝑝,𝑚í𝑛, puede obtenerse como: 𝑁𝑝,𝑚í𝑛=𝑛𝑚í𝑛·(𝑉𝑜𝑢𝑡+𝑉𝐹) 2·𝑓𝑠𝑤2,𝑚í𝑛·𝑀𝑣·𝐵·𝐴=1,108·(360+0,9) 2·55·103·1,0742·0,35·100·10−6=106,49≈107 Implementación del modelo 64 Figura 42. "Soft-start", curva de variación de la referencia de corriente para el control del inversor de puente completo con tanque resonante. El efecto en el sistema controlado podrá observarse como un aumento de la frecuencia de conmutación hasta la estabilización de las magnitudes de salida, así como en la reducción de los picos de corriente al inicio de las simulaciones. 4.2.6 Salida del convertidor DC/DC: Modelo equivalente de batería Para aproximar el modelo del sistema al comportamiento real del cargador de baterías, se conectará a la salida un modelo equivalente RC de una batería LiFePO4, caracterizada por no presentar altas variaciones de su tensión de circuito abierto [15]. Atendiendo a las orientaciones del estudio presentado en la referencia [39], se ha realizado una sencilla parametrización de los elementos pasivos considerando además los niveles de operación del Chevrolet Volt de segunda generación. Para poder ofrecer una simulación estable y viable dentro del marco temporal que abarca este trabajo, se conectará a la salida un circuito conformado por los siguientes elementos (Figura 43): • Una fuente controlada de tensión, VOCV, que permitirá simular una curva de carga tipo regulando la tensión en los terminales de la batería. • Una resistencia interna, Rin, cuya variación con la temperatura se considerará despreciable dentro del rango de operación de los 20ºC. • Un conjunto RC, que modelará el comportamiento transitorio de la batería. De nuevo, se despreciará la influencia de la temperatura. 65 65 Estudio de sistemas de cargadores a bordo para vehículos eléctricos y modelado a través de Simulink del OBC del Chevrolet Volt de segunda generación Figura 43. Esquema en Simulink del modelo equivalente implementado para la batería Según el mencionado artículo, [39],el rango de variación de los parámetros sería: • VOCV: En principio, podría considerarse una ligera variación con el estado de carga de ± 10% con respecto a la tensión nominal. No obstante, para poder demostrar el correcto comportamiento del cargador para todo el rango de tensión de diseño del vehículo, este parámetro variará dentro del rango 200 V – 430 V. • Rin: Los valores típicos para la resistencia de interna de la carga se encuentran en el rango de µΩ a Ω. En este caso, se optará por un valor de 0,1 Ω. • RC: La resistencia en paralelo a la capacitancia simula el ritmo de transferencia de carga, mientras que el condensador ayuda a modelar el efecto de recuperación en voltaje que tiene la batería al ser sometida a una corriente distinta a cero. Los valores típicos para ambos se encuentran en los rangos de µΩ a Ω y µF a kF, respectivamente. Para el modelo planteado se escogerán los valores de 1 µΩ y 1 kF. En cuanto a los algoritmos de carga, convencionalmente el método más empleado consiste en realizar un control CC/CV. En el primer intervalo de la carga de la batería, el cual suele corresponderse con la carga rápida, se inyecta corriente el tiempo necesario para que la tensión de la batería logre estabilizarse alrededor de un valor umbral [18]. Seguidamente, la tensión se mantiene durante la fase de absorción disminuyendo el nivel de la corriente de carga hasta que esta alcanza un valor mínimo (alrededor del 5%) o bien se supera un nivel del SoC. Como se ha visto en el apartado 2.4.2, este modelo aplicado a baterías de ion-litio no solo reduce los tiempos a través de la mencionada “carga rápida” sino que además prolonga la vida útil de la batería. En el modelo a implementar se hace uso de un controlador proporcional integral el cual, si bien permite resolver el problema de regulación, la operación se reduce alrededor de un mismo punto de funcionamiento mermando el rendimiento del sistema y su flexibilidad a trabajar en un amplio rango de situaciones [18]. La curva de carga a simular, representada en la Figura 44, tendrá las siguientes etapas: • Etapa 0 – Estabilización: Se mantendrá un valor constante de la tensión de la batería durante un tiempo superior al de establecimiento para comprobar los efectos del “soft-start”. El objetivo es simular la tensión de circuito abierto cuando esta se encuentra descargada. Se tomará un valor inicial de 330 V. • Etapa 1 – Carga rápida: La corriente tomará un valor máximo que mantendrá hasta alcanzar el valor máximo de potencia. • Etapa 2 – Absorción: La recarga terminará con la regulación de la corriente para comenzar el control a tensión constante hasta alcanzar un valor máximo de 430 V. • Etapa 3 – Flotación: La tensión disminuirá ligeramente hasta alcanzar el nivel de carga con una precisión de ±10 Vpp. • Etapa 4: Finalmente, se simulará una caída del nivel de tensión a su valor nominal para comprobar el comportamiento del circuito y la actuación del controlador. Implementación del modelo 66 Figura 44. Curva de carga convencional para baterías de ion-litio adaptada. Finalmente, se comprobará el comportamiento del circuito dentro del rango de tensiones de 200 V a 430 V, y para el rango de corrientes de 0,5 A hasta 13 A, datos especificados para del Chevrolet Volt de segunda generación Tabla 1. 4.2.7 Determinación de los parámetros de control. A diferencia del estudio realizado para la etapa PFC, la complejidad del diseño del tanque resonante y la no linealidad de su comportamiento complican el análisis en pequeña señal de este, dificultando la sintonización de los parámetros de control a partir de la obtención de su función de transferencia. Para esta situación se optará por la determinación de estos valores manualmente, siguiendo un proceso de prueba y error. Al igual que en el apartado 4.1.4, los controladores discretos implementados estarán regidos por la ecuación: 𝐶(𝑧)=𝑃+𝐼·𝑇𝑠·1 𝑧−1 En primer lugar, se procederá al diseño del PI de corriente para un valor fijo del ciclo de trabajo igual al 50%. Tras varios ensayos para diferentes valores de la corriente de salida y considerando la relación inversa entre esta y la frecuencia de conmutación, los parámetros del controlador son: 𝑃= −0,5005 𝐼= −4,226294 · 102 Controlado el sistema durante la carga rápida, se procede al cálculo de los parámetros para el controlador PI del bucle de tensión, que modelará el control de corriente en la etapa CV o de absorción. La respuesta de este control habrá de ser más suave pues no se consideran cambios drásticos en la señal de referencia. Tras varias pruebas para diferentes valores de tensión, los parámetros escogidos son: 𝑃= 20 𝐼= 1 · 10−4 67 67 Estudio de sistemas de cargadores a bordo para vehículos eléctricos y modelado a través de Simulink del OBC del Chevrolet Volt de segunda generación 5 ANÁLISIS Y ENSAYOS Inalmente, este capítulo recoge los resultados obtenidos en las simulaciones realizadas a través del software Simulink así como los comentarios y análisis efectuados junto con las propuestas de mejora destinadas a aplicaciones futuras. 5.1 Análisis de la operación del convertidor AC/DC con corrector de factor de potencia 5.1.1 Análisis de la operación del convertidor elevador de una rama Para el análisis de la solución planteada se ha procedido a su comparación con la alternativa de diseño del convertidor elevador de una rama con el objeto de destacar el desempeño de la corrección de factor de potencia y posteriormente comparar la mejora del rizado en la solución intercalada. En estas simulaciones el valor de la inductancia en el elevador se ha duplicado atendiendo a las consideraciones expuestas en el apartado 3.2.4. De igual manera, la corriente circulante por la rama se elevará en un factor por dos, lo que requiere modificar el factor de normalización del controlador. El diseño implementado se compone de varios bloques diferenciados, Figura 45: • Fuente controlada de tensión; simulando la conexión a la red eléctrica. • Bloque rectificador de puente completo; etapa AC/DC. • Bloque elevador o corrector de factor de potencia; de una o de dos ramas. • Carga (resistiva) del bus DC. • Controlador. • Bloques auxiliares de visualización y cálculos. Figura 45. Implementación del diseño del PFC elevador de una rama en Simulink. F Análisis y ensayos 68 5.1.1.1 Tensión controlada y rizado Las simulaciones realizadas permiten demostrar cómo el sistema cumple con el objetivo de control, es decir, alcanzar la tensión de referencia del bus DC, Figura 46. Para reducir el tiempo de establecimiento del modelo, se ha considerado una tensión inicial de 340 V, coincidente con el mínimo valor tomado en el análisis. El rizado de tensión bajo estas condiciones cumple con las especificaciones manteniéndose dentro del rango de los 10 Vpp, Figura 47. Figura 46. Evolución de la tensión controlada en el PFC elevador de una rama. Figura 47. Detalle de la tensión controlada del bus DC en el PFC elevador de una rama. 5.1.1.2 Corrientes Por su parte, la corriente de red toma un valor eficaz de 16,6 A, siguiendo un perfil sinusoidal lo que ayudará a la mejora de la calidad de la señal con la consiguiente reducción del contenido armónico. La Figura 48 y la Figura 49, ilustran el efecto del corrector de factor de potencia en la forma de onda de la corriente de entrada y por rama. En este diseño, la corriente rectificada y la corriente circulante en la inductancia toman el mismo valor. 69 69 Estudio de sistemas de cargadores a bordo para vehículos eléctricos y modelado a través de Simulink del OBC del Chevrolet Volt de segunda generación Figura 48. Evolución de las corrientes en el elevador (arriba) y de entrada-salida (abajo) en el convertidor AC/DC elevador de una rama. Figura 49. Detalle de las corrientes en el elevador de una rama. En lo referente a los valores máximos y a la calidad de la onda, la corriente de red presenta un rizado de 332,2 mA (2%) alcanzando los 23,9 A de valor de pico, un poco por encima de los 16 A admitidos. Por su parte, la corriente circulante por la rama elevadora presenta un rizado de 1,2 A (7,4%) con un valor de pico de 24,5 A. Para la salida, el rizado logra mantenerse alrededor de los 230,8 mA (2.5%) para un valor medio de 9,2 A. Estas formas de onda se representan en la Figura 50. Análisis y ensayos 70 Figura 50. Detalle del rizado de alta frecuencia en la corriente del elevador de una rama. 5.1.1.3 Factor de potencia del convertidor AC/DC de una rama El efecto de la acción de control más notable se observa en la forma de onda de la corriente de red. El diseño logra ofrecer un factor de potencia unitario para todo el ciclo una vez se ha estabilizado la tensión de salida, esto es, alrededor de los 50 ms, Figura 51. Corriente y tensión circulantes por la rama, que coinciden con las magnitudes de entrada, se mantienen en fase reduciendo el consumo de potencia reactiva por el circuito y mejorando su calidad o espectro armónico, ofreciendo una onda casi perfectamente sinusoidal, Figura 52. Figura 51. Evolución del factor de potencia en el convertidor AC/DC elevador de una rama. Figura 52. Detalle de la evolución del factor de potencia en el convertidor AC/DC elevador de una rama 71 71 Estudio de sistemas de cargadores a bordo para vehículos eléctricos y modelado a través de Simulink del OBC del Chevrolet Volt de segunda generación 5.1.1.4 Potencia y eficiencia del circuito La Figura 53, muestra cómo el convertidor alcanza una potencia máxima a la salida de 3661 W presentando una eficiencia del 96,13%, algo por debajo de la potencia del modelo real del Chevrolet Volt. La divergencia es consecuencia de la tensión de entrada utilizada para el análisis. Como puede observarse en la tabla 4-2 de la referencia [20], la eficiencia del corrector de factor de potencia es proporcional a la tensión de red. Para 230 V, el resultado obtenido se encuentra dentro del rango de eficiencia esperado, esto es, 95% - 97%. Figura 53. Evolución de la potencia en el convertidor AC/DC elevador de una rama. 5.1.1.5 Análisis en frecuencia. THD y armónicos. La acción de control es suficiente para reducir el efecto del cargador sobre la red eléctrica hasta alcanzar una distorsión armónica inferior al 5%, Figura 54. Los requisitos definidos en el IEEE 519 [40] establecen un límite para el TDD, esto es, la relación de Distorsión de la Demanda Total (Total Demand Distorsión) referida a la corriente demandada, inferior al 5%. Siendo las definiciones de estas relaciones: 𝑇𝐻𝐷𝑋=√𝑋22+𝑋32+𝑋42+⋯ 𝑋1 𝑇𝐷𝐷𝑋=√𝑋22+𝑋32+𝑋42+⋯ 𝑋𝐿 La TDD puede, por tanto, obtenerse como: 𝑇𝐷𝐷=𝑇𝐻𝐷·𝐼1 𝐼𝐿 Donde I1 hace referencia a la corriente fundamental, IL a la corriente media máxima demandada por la carga 30 y THD, la relación de Distorsión Total Armónica (Total Harmonic Distorsion). Tomando como estimación de la corriente media máxima el valor obtenido en el apartado 4.1.2.3, esto es, 65,22 A, la relación TDD aplicada a la corriente de red en el sistema sería de un 1,69%. 𝑇𝐷𝐷𝐼= 4,72·23,44 65,22=1,69 % 30 Este valor es considerado dentro de un periodo de doce meses. Dentro del marco del proyecto, se tomará el máximo valor posible considerado. Análisis y ensayos 72 Figura 54. Detalle del análisis FFT de la corriente de entrada para el PFC elevador de una rama. Bajo estas condiciones, es posible concluir con que los resultados expuestos por la simulación reflejan un correcto funcionamiento del sistema. En cuanto a la tensión, el límite impuesto sobre el THD es del 8% y de un 5% para la componente armónica individual en sistemas de baja tensión, esto es, por debajo de los 1 kV. El sistema considerado, con sus idealidades, no alcanza estos límites. 5.1.1.6 PFC elevador de una rama no controlado En las gráficas de la Figura 55, se puede observar la ausencia del efecto del controlador. Si bien el diseño de los componentes permite un seguimiento de la corriente a la tensión, únicamente se respeta el factor de potencia unitario en las crestas de tensión. La corriente de red presenta así una forma de onda con una elevada distorsión que afectará a la vida útil de los componentes y a la calidad de la señal de salida como consecuencia de las sobreintensidades (Figura 56) además de no cumplir con los requisitos impuestos en las normas y los estándares. Figura 55. Respuesta del PFC de una rama no controlado. 73 73 Estudio de sistemas de cargadores a bordo para vehículos eléctricos y modelado a través de Simulink del OBC del Chevrolet Volt de segunda generación Figura 56. Análisis FFT de la corriente de entrada para el PFC de una rama sin controlar 5.1.2 Análisis de la operación del convertidor elevador intercalado de dos ramas El comportamiento del controlador intercalado de dos ramas debe ser capaz, bajo las mismas condiciones de simulación, de ofrecer una respuesta igual o similar al del modelo de una rama. Las ventajas más notorias de este diseño, como ya se ha analizado en el apartado 3.2.4, están relacionadas con la reducción del rizado de la corriente, así como del valor de la corriente circulante por rama, lo que permite emplear componentes más pequeños contribuyendo finalmente a mejorar la eficiencia global del sistema y a reducir el sobrecalentamiento provocado por las altas intensidades. 5.1.2.1 Corrientes La disminución del valor de la inductancia frente al modelo de una rama repercute directamente sobre la forma y el rizado de la onda de corriente por rama. Si bien la corriente de entrada continúa exhibiendo un comportamiento sinusoidal que ya refleja el efecto de la corrección del factor de potencia, la disminución del valor de la inductancia provoca un aumento en su distorsión armónica por cada rama. Las gráficas representadas en la Figura 57 y la Figura 58, permiten destacar dos diferencias fundamentales: • La corriente manejada por cada rama se reduce a la mitad; lo que afectará al dimensionamiento de los componentes y a la eficiencia global del sistema. • El rizado de la corriente de entrada se reduce en un factor ½, en comparación con el modelo simple. Figura 57. Evolución de las corrientes en el PFC elevador intercalado de dos ramas Análisis y ensayos 80 • Vout = 430 V, Vdc=340 V, I = 8.5 A En una situación desfavorable en la cual la tensión de entrada cae hasta el límite mínimo de descarga, (Figura 70) el convertidor actúa como elevador de tal manera que la frecuencia de conmutación de los semiconductores desciende por debajo del valor de resonancia. Para que esta operación mantenga el carácter ZVS, es necesario que esta frecuencia no descienda por debajo del umbral mínimo considerado para la operación del conjunto resonante dentro de su región inductiva. En esta situación, la corriente de magnetización alcanza a la corriente de primario antes de la finalización del ciclo, alterando la forma de las corrientes como se observa en la Figura 71. El diseño del tanque permite mantener la operación ZVS bajo estas condiciones (Figura 72). Figura 70. Corriente y tensión controladas del tanque resonante para Vdc= 340 V, Vout = 430 V, Iref = 8,5 A. Figura 71. Magnitudes del tanque resonante para Vdc = 340 V, Vout = 430 V, Iref = 8,5 A. 81 81 Estudio de sistemas de cargadores a bordo para vehículos eléctricos y modelado a través de Simulink del OBC del Chevrolet Volt de segunda generación Figura 72. Curvas de operación ZVS para Vdc = 340 V, Vout = 430 V, Iref = 8,5 A. Bajo estas condiciones, la corriente del bus DC alcanza un valor de 13,53 A para una corriente de carga de 8,31A, con una frecuencia de conmutación de 63,76 kHz. En esta situación la eficiencia del convertidor DC/DC alcanza una eficiencia del 92,17% con un 99,37% en la transformación. • Vout = 400 V, Vdc=400 V, fsw = 100 kHz En esta situación, Figura 73, se fuerza al sistema a actuar a la frecuencia de resonancia (100 kHz 33 ). Al final del ciclo de apertura o cierre del MOSFET, puede observarse como la corriente de primario alcanza la corriente de magnetización. En la Figura 74, se ilustra cómo tanto la tensión como las corrientes de primario y secundario del transformador mantienen el mismo valor en este caso. La operación se hace así en unas condiciones óptimas para el convertidor cuyo tanque resonante estará actuando con una ganancia unitaria [32]. Las formas de onda de la operación ZVS se reflejan en la Figura 75. Figura 73. Corriente y tensión controladas del tanque resonante para Vout = 400 V, f = 100 kHz. 33 De acuerdo con los valores escogidos para los componentes de la red resonante, el valor exacto de la frecuencia de resonancia es 100,66 kHz (ver apartado 4.2.2.3). Análisis y ensayos 82 Figura 74. Magnitudes del tanque resonante para Vout = 400 V f = 100 kHz. Figura 75. Curvas de operación ZVS para Vout = 400 V, f = 100 kHz. Para esta situación, la corriente de carga toma un valor mínimo, casi anulándose. Se corresponde con un estado estable en el cual la corriente de resonancia y de magnetización siguen una misma forma. La corriente del bus DC alcanza un valor de 3,91 A. La frecuencia de conmutación del sistema es igual a la de resonancia, es decir, 100 kHz. El convertidor alcanza una eficiencia del 78,58% como consecuencia de su baja carga. • Vout = 200 V, Vdc=400 V, I = 0.5 A La situación más problemática para el convertidor, según reflejan estos ensayos, ocurre para tensiones de salida bastante por debajo de su valor nominal (Figura 76). En estos casos las pérdidas son mayoritarias y la frecuencia de conmutación requiere elevarse más de 10 veces por encima de su valor de resonancia (por encima de 1 MHz), lo cual dificultaría la elección de los semiconductores ante el aumento del riesgo a sobrecalentamientos. 83 83 Estudio de sistemas de cargadores a bordo para vehículos eléctricos y modelado a través de Simulink del OBC del Chevrolet Volt de segunda generación Figura 76. Corriente y tensión controladas del tanque resonante para Vout= 200 V, Vdc = 400 V, Iref = 0,5 A. Si bajo estas condiciones de baja tensión la corriente de carga se maximiza, la operación del convertidor puede llegar a ser posible, como muestra la Figura 77, aunque para frecuencias de conmutación que duplican el valor de la frecuencia de resonancia. Esto dependerá de las capacidades del controlador utilizado, así como de operación de los transistores. Es esperable además el aumento de pérdidas por conmutación, concretamente por apagado del MOSFET. Por último, se destaca el comportamiento exhibido por el sistema según la carga sea mínima (0,5 A) o máxima (13 A): en situaciones de baja carga, la eficiencia del convertidor sufre una drástica disminución mientras que el aumento de la corriente de carga contribuye a la mejora de las formas de onda. La Figura 78 y la Figura 79 muestran las formas de onda de las magnitudes del tanque para este caso. En ellas puede observarse el aumento de los valores de corriente en comparación con las situaciones anteriores y la mejora de la operación del convertidor. Figura 77. Corriente y tensión controladas del tanque resonante para Vdc = 200 V, Vout = 400, Iref = 13 A. Análisis y ensayos 84 Figura 78. Magnitudes del tanque resonante para Vdc = 200 V, Vout = 400 V, Iref = 13 A. Figura 79. Curvas de operación ZVS para Vdc = 200 V, Vout = 400 V, Iref = 13 A. En esta última situación, la corriente del bus DC alcanza un valor de 14,73 A para una corriente de carga de 12,75 A. La frecuencia de conmutación del sistema es de 170,8 kHz y el convertidor logra alcanzar una eficiencia del 93,58%. 5.2.1.2 Efecto del soft-start El inicio suave o “soft-start” se ha implementado en el modelo alterando la manera en la que el sistema recibe la referencia de corriente mediante la curva mostrada en el apartado 4.2.5. La referencia evoluciona de manera progresiva forzando el aumento de la frecuencia de conmutación durante los primeros instantes tras la conexión. En las gráficas de la Figura 80, se muestra el comportamiento del modelo bajo la actuación de este método y en la Figura 81, su comportamiento en ausencia de él, para una tensión de salida de 400 V y una corriente de carga de 9 A. Puede observarse como los mayores picos de corriente tienen lugar en este segundo caso. 85 85 Estudio de sistemas de cargadores a bordo para vehículos eléctricos y modelado a través de Simulink del OBC del Chevrolet Volt de segunda generación Figura 80. Corriente y tensión controladas del tanque resonante – Acción del “soft-start”. Figura 81. Corriente y tensión controladas del tanque resonante – Sin acción del “soft-start”. 5.2.1.3 Análisis de la operación del tanque bajo diferentes condiciones Tras el ensayo del modelo dentro del régimen de operación de 200 V a 430 V de tensión a la salida para una carga a 0.5 A hasta 13 A de valor máximo, se obtienen los resultados mostrados en la Tabla 6. Se considerará en estos casos una tensión nominal del bus DC igual a 400 V. Tabla 6. Datos de operación y eficiencia del convertidor DC/DC con tanque resonante LLC para un rango de tensiones de salida entre 200 V y 430 V y una corriente de carga de 0.5 A hasta 13 A. Potencia (W) Tensión (V) Corriente (A) Frecuencia (kHz) Eficiencia (%) 100 200 0.5 1568 39.29% 400 200 2 584.7 74.85% 900 200 4.5 306.4 87.12% 1300 200 6.5 243.4 90.47% 1800 200 9 203.7 92.37% 2600 200 13 170.8 93.58% 125 250 0.5 1090 40.56% 500 250 2 413.8 73.23% Análisis y ensayos 86 1125 250 4.5 246.4 86.56% 1625 250 6.5 203.2 89.97% 2250 250 9 175.9 91.92% 3250 250 13 154.6 93.43% 150 300 0.5 603.6 42.46% 600 300 2 250.4 72.92% 1350 300 4.5 178.3 85.41% 1950 300 6.5 161.7 89.02% 2700 300 9 146.7 91.12% 3900 300 13 134.8 92.97% 165 330 0.5 268.9 41.06% 660 330 2 174.1 71.80% 1485 330 4.5 148.7 84.59% 2145 330 6.5 137.1 88.34% 2970 330 9 131.1 90.77% 4290 330 13 123.7 92.71% 180 360 0.5 134.3 39.27% 720 360 2 126.4 71.36% 1620 360 4.5 120.2 83.80% 2340 360 6.5 117 87.76% 3240 360 9 114.5 90.32% 4680 360 13 112 92.44% 200 400 0.5 95.25 37.97% 800 400 2 93.25 70.41% 1800 400 4.5 93 83.85% 2600 400 6.5 92.89 88.01% 3600 400 9 92.11 90.72% 5200 400 13 90.97 92.82% 215 430 0.5 153.7 41.78% 860 430 2 83.53 70.11% 1935 430 4.5 81.73 83.93% 2795 430 6.5 81.21 88.30% 3870 430 9 80.39 91.09% 5590 430 13 79.03 93.11% Analizando estos resultados, es posible llegar a la conclusión de que la eficiencia del convertidor se maximiza para operaciones de alta potencia (Figura 82), con valores superiores al 93% para situaciones de carga máxima (valor próximo a la eficiencia esperada según el diseño del apartado 4.2.2.2). Por otra parte, la operación a cargas bajas puede influir notoriamente en la eficiencia, la cual llega se sitúa en valores por debajo del 40%. Por otra parte, la regulación en frecuencia o el control de la frecuencia de conmutación, permite actuar sobre la corriente de carga aumentando el valor de esta para menores frecuencias y viceversa, como muestra la Figura 83. 87 87 Estudio de sistemas de cargadores a bordo para vehículos eléctricos y modelado a través de Simulink del OBC del Chevrolet Volt de segunda generación Figura 82. Eficiencia del convertidor DC/DC con tanque resonante LLC frente a la corriente de carga para diversos valores de la tensión de salida. Figura 83. Frecuencia de conmutación del inversor de puente completo frente a la corriente de carga para diversos valores de tensión de salida. recuencia orriente recuencia frente corriente an ue resonante Análisis y ensayos 88 5.2.2 Análisis del comportamiento del tanque en carga CC-CV Finalmente se procederá a la simulación del tanque para la curva de carga presentada en el apartado 4.2.6. El sistema de control deberá actuar con su bucle de corriente durante la primera etapa de carga a corriente constante y, una vez alcanzado el máximo de potencia gestionada, regulando esta curva a través del bucle externo de tensión. En el caso de detectar que la tensión de la batería desciende por debajo del umbral definido, la corriente de carga aumentará su valor para devolver el sistema a la tensión máxima de carga. La carga se realizará bajo las condiciones siguientes, Figura 84: • Tensión mínima de carga (tensión de circuito abierto): 330 V. • Tensión máxima de carga: 430 V • Corriente de carga: 9 A • Potencia máxima de carga: 3650 W • Tiempo de simulación: 1 s Figura 84. Curva de carga CC-CV en el convertidor DC/DC de puente completo con tanque resonante. Figura 85. Evolución de la potencia del convertidor DC/DC con tanque resonante durante la carga. 89 89 Estudio de sistemas de cargadores a bordo para vehículos eléctricos y modelado a través de Simulink del OBC del Chevrolet Volt de segunda generación Figura 86. Evolución de la eficiencia durante la carga. En esta simulación, el convertidor alcanza una potencia máxima a la salida de 3637 W para una eficiencia global del 91%, según muestran los resultados obtenidos y representados en la Figura 85 y la Figura 86. En cuanto a la operación del tanque resonante, alcanza una eficiencia máxima al final de la etapa de carga rápida del 99,3% 34 con una eficiencia alrededor del 98,5% en las primeras etapas y del 95,7% en la etapa de flotación, donde las condiciones son más desfavorables (carga mínima). Por su parte, la frecuencia de conmutación alcanza un valor máximo de 175 kHz en el inicio de la operación como consecuencia del “soft-start”, disminuyendo hasta los 128 kHz durante la etapa de estabilización, Figura 87. Para modular la corriente de carga, la frecuencia varía entre este valor y un mínimo de 83 kHz en las dos etapas consecuentes, estabilizándose finalmente en los 83,5 kHz en la región de flotación. Figura 87. Evolución de la frecuencia normalizada durante la carga Las imágenes siguientes (Figura 88-Figura 95), tienen como objeto justificar el perfil de carga desde el punto de vista de la operación del tanque resonante. Es posible mantener la técnica de conmutación de ZVS durante toda la carga, con un paso de corriente por cero al inicio de la conmutación de los interruptores, mientras que las corrientes de magnetización y resonancia siguen las características expuestas en el apartado 5.2.1.1. Conviene destacar como en condiciones más desfavorables de operación, esto es, baja corriente de carga para tensión elevada de salida, las pérdidas por magnetización se vuelven mayoritarias aumentando el valor de esta corriente que sigue a la de resonancia. 34 Ver la nota 32. Conclusiones y propuestas de desarrollo 96 97 97 Estudio de sistemas de cargadores a bordo para vehículos eléctricos y modelado a través de Simulink del OBC del Chevrolet Volt de segunda generación ÍNDICE DE FIGURAS Figura 1. Montaje del sistema completo OPAL + Placas de adaptación. Fuente [2]. 18 Figura 2. Lohner-Porsche Electromobile. Fuente [3]. 19 Figura 3. Distribución de la flota total europea de turismos y furgonetas con combustibles alternativos (2022). Fuente [5]. 20 Figura 4. Comparación entre países europeos: porcentajes de turismos y furgonetas con combustibles alternativos respecto de la flota total (2022). Fuente [5]. 21 Figura 5. Datos de la infraestructura de carga para vehículos eléctricos e híbridos por país de la Unión Europea (2022). Fuente [5]. 21 Figura 6. Flota total de vehículos con combustibles alternativos en países miembros de la Unión Europea hasta el 2022. Fuente [5]. 22 Figura 7. Esquema del motor de un vehículo eléctrico. Fuente [6]. 23 Figura 8. Topología típica de un cargador monofásico. Fuente [9]. 26 Figura 9. Curva típica de carga CC/CV para baterías. Curva roja: corriente de carga; curva azul: tensión en bornas de la batería. Fuente [17]. 29 Figura 10. Algoritmos de carga. De arriba a abajo y de izquierda a derecha (1) carga CC/CV modificada, (2) carga CC/CV pulsada, (3) carga multi estado, (4) carga CC/CV elevadora, (5) carga pulsada y (6) carga activa optimizada. Fuente [18]. 30 Figura 11. Esquema general de la topología OBC empleada en el Chevrolet Volt de segunda generación. Fuente [19]. 31 Figura 12. Esquema del corrector de factor de potencia elevador de una rama. 32 Figura 13. Formas de onda de la corriente de alimentación para sistemas con y sin PFC. Fuente [20]. 33 Figura 14. Corrector de factor de potencia: modos de conducción. Fuente [20]. 34 Figura 15. Esquema del corrector de factor de potencia elevador intercalado de dos ramas. 35 Figura 16. Convertidor AC/DC sin puente tipo tótem-pole de medio puente controlado. 36 Figura 17. Esquema del convertidor DC/DC de puente completo con tanque resonante LLC. 37 Figura 18. Esquema del tanque resonante LLC. 38 Figura 19. Curvas características del tanque resonante LLC. Polarización inversa del diodo (izquierda) y actuación ZVS (derecha). Fuente [31]. 39 Figura 20. Inversor de puente completo (izquierda) e inversor de medio puente (derecha). Fuente [32]. 40 Figura 21. Rectificador de puente completo (izquierda) y rectificador de onda completa (derecha). 40 Figura 22. Operación del convertidor DC/DC: etapa activa, tensión positiva. Fuente [31] 41 Figura 23. Operación del convertidor DC/DC: etapa activa, tensión negativa. Fuente [31] 42 Figura 24. Operación del convertidor DC/DC: etapa reactiva tensión positiva y corriente inversa. Fuente [32] 42 Índice de Figuras 98 Figura 25. Curvas de ganancia del tanque resonante frente a la frecuencia normalizada para distintos valores del factor de calidad (Q) y relación de inductancias fija (m=5) . Fuente [32]. 43 Figura 26. Curvas características para los modos de operación según la frecuencia de conmutación del tanque resonante. De izquierda a derecha: (1) fs = fr (2) fs >fr y (3) fs<fr. Fuente [32] 44 Figura 27. Esquema en Simulink del corrector de factor de potencia elevador de dos ramas. 45 Figura 28. Esquema de control para el controlador del PFC de dos ramas. 48 Figura 29. Implementación en Simulink del controaldor utilizado en el PFC de dos ramas. 49 Figura 30. Respuesta en frecuencia del PFC simple (una rama) en lazo abierto (diagramas de Bode). 50 Figura 31. Respuesta en frecuencia del PFC simple (una rama) controlado (diagramas de Bode). 51 Figura 32. Esquema del convertidor DC/DC de puente completo con tanque resonante implementado en Simulink. 52 Figura 33. Circuito equivalente del tanque resonante LLC. 54 Figura 34. Curvas de ganancia del tanque resonante LLC para diversos valores de Q y m = 7. 56 Figura 35. Curva de ganancia del tanque resonante LLC para Q = 0,4 y m = 7. 56 Figura 36. Curva de ganancia del tanque resonante LLC para Q=0,4 y m = 7. Rango de operación de la frecuencia normalizada. 57 Figura 37. Esquema de control para el controlador del convertidor DC/DC con tanque resonante LLC. 61 Figura 38. Implementación en Simulink del controlador de frecuencia para el inversor de puente completo con tanque resonante. 62 Figura 39. Implementación en Simulink del bloque de habilitación para el controlador de tensión del inversor de puente completo con tanque resonante. 62 Figura 40. Moduladora para el control de la lógica de disparo de los switches del inversor de puente completo con tanque resonante LLC. 63 Figura 41. Generador de pulsos de frecuencia variable. Diseño modificado obtenido de la fuente [38]. 63 Figura 42. "Soft-start", curva de variación de la referencia de corriente para el control del inversor de puente completo con tanque resonante. 64 Figura 43. Esquema en Simulink del modelo equivalente implementado para la batería 65 Figura 44. Curva de carga convencional para baterías de ion-litio adaptada. 66 Figura 45. Implementación del diseño del PFC elevador de una rama en Simulink. 67 Figura 46. Evolución de la tensión controlada en el PFC elevador de una rama. 68 Figura 47. Detalle de la tensión controlada del bus DC en el PFC elevador de una rama. 68 Figura 48. Evolución de las corrientes en el elevador (arriba) y de entrada-salida (abajo) en el convertidor AC/DC elevador de una rama. 69 Figura 49. Detalle de las corrientes en el elevador de una rama. 69 Figura 50. Detalle del rizado de alta frecuencia en la corriente del elevador de una rama. 70 Figura 51. Evolución del factor de potencia en el convertidor AC/DC elevador de una rama. 70 Figura 52. Detalle de la evolución del factor de potencia en el convertidor AC/DC elevador de una rama 70 Figura 53. Evolución de la potencia en el convertidor AC/DC elevador de una rama. 71 Figura 54. Detalle del análisis FFT de la corriente de entrada para el PFC elevador de una rama. 72 Figura 55. Respuesta del PFC de una rama no controlado. 72 99 99 Estudio de sistemas de cargadores a bordo para vehículos eléctricos y modelado a través de Simulink del OBC del Chevrolet Volt de segunda generación Figura 56. Análisis FFT de la corriente de entrada para el PFC de una rama sin controlar 73 Figura 57. Evolución de las corrientes en el PFC elevador intercalado de dos ramas 73 Figura 58. Detalle de la evolución de las corrientes en el PFC elevador de dos ramas 74 Figura 59. Evolución de las corrientes en el convertidor elevador intercalado (mejorado). 74 Figura 60. Detalle de la evolución de las corrientes en el convertidor elevador intercalado (mejorado). 75 Figura 61. Evolución de la tensión controlada en el PFC intercalado de dos ramas. 75 Figura 62. Evolución de la corriente y tensión de red (arriba) y del bus DC (abajo) normalizadas en el convertidor elevador intercalado de dos ramas. 76 Figura 63. Detalle de la evolución de la corriente y tensión de red (arriba) y del bus DC (abajo) normalizadas en el convertidor elevador intercalado de dos ramas. Factor de potencia. 76 Figura 64. Evolución de la potencia en el convertidor AC/DC elevador de dos ramas. 77 Figura 65. Análisis FFT de la corriente de entrada en el PFC elevador intercalado de dos ramas 77 Figura 66. Implementación del diseño inversor de puente completo con tanque resonante LLC en Simulink 78 Figura 67. Corriente y tensión controladas del tanque resonante para Vdc = 400 V, Vout = 330 V, Iref = 11 A. 79 Figura 68. Magnitudes del tanque resonante para Vdc = 400 V, Vout = 330 V, Iref = 11 A. 79 Figura 69. Curvas de operación ZVS para Vdc = 400 V, Vout = 330 V, Iref = 11 A. 79 Figura 70. Corriente y tensión controladas del tanque resonante para Vdc= 340 V, Vout = 430 V, Iref = 8,5 A. 80 Figura 71. Magnitudes del tanque resonante para Vdc = 340 V, Vout = 430 V, Iref = 8,5 A. 80 Figura 72. Curvas de operación ZVS para Vdc = 340 V, Vout = 430 V, Iref = 8,5 A. 81 Figura 73. Corriente y tensión controladas del tanque resonante para Vout = 400 V, f = 100 kHz. 81 Figura 74. Magnitudes del tanque resonante para Vout = 400 V f = 100 kHz. 82 Figura 75. Curvas de operación ZVS para Vout = 400 V, f = 100 kHz. 82 Figura 76. Corriente y tensión controladas del tanque resonante para Vout= 200 V, Vdc = 400 V, Iref = 0,5 A. 83 Figura 77. Corriente y tensión controladas del tanque resonante para Vdc = 200 V, Vout = 400, Iref = 13 A. 83 Figura 78. Magnitudes del tanque resonante para Vdc = 200 V, Vout = 400 V, Iref = 13 A. 84 Figura 79. Curvas de operación ZVS para Vdc = 200 V, Vout = 400 V, Iref = 13 A. 84 Figura 80. Corriente y tensión controladas del tanque resonante – Acción del “soft-start”. 85 Figura 81. Corriente y tensión controladas del tanque resonante – Sin acción del “soft-start”. 85 Figura 82. Eficiencia del convertidor DC/DC con tanque resonante LLC frente a la corriente de carga para diversos valores de la tensión de salida. 87 Figura 83. Frecuencia de conmutación del inversor de puente completo frente a la corriente de carga para diversos valores de tensión de salida. 87 Figura 84. Curva de carga CC-CV en el convertidor DC/DC de puente completo con tanque resonante. 88 Figura 85. Evolución de la potencia del convertidor DC/DC con tanque resonante durante la carga. 88 Figura 86. Evolución de la eficiencia durante la carga. 89 Figura 87. Evolución de la frecuencia normalizada durante la carga 89 Índice de Figuras 100 Figura 88. ZVS durante la etapa de estabilización (330-335 V, 9 A) 90 Figura 89. ZVS durante la etapa de carga rápida (335-399 V, 9 A) 90 Figura 90. ZVS durante la etapa de absorción (400-430 V, 9-0.5 A) 90 Figura 91. ZVS durante la etapa de flotación (430 V, 0.5 A) 91 Figura 92. Magnitudes del tanque resonante durante la etapa de estabilización. 91 Figura 93. Magnitudes del tanque resonante durante la etapa de carga rápida. 91 Figura 94. Magnitudes del tanque durante la etapa de absorción. 92 Figura 95. Magnitudes del tanque resonante durante la etapa de flotación. 92 Figura 96. Curva de carga modificada para el análisis de la operación del cargador a bordo. 93 Figura 97. Evolución del factor de potencia durante la operación de carga. 93 Figura 98. Evolución de las corrientes del convertidor AC/DC durante la operación de carga. 94 Figura 99. Evolución de las magnitudes de carga frente a las magnitudes del bus DC durante la operación del cargador a bordo. 94 101 101 Estudio de sistemas de cargadores a bordo para vehículos eléctricos y modelado a través de Simulink del OBC del Chevrolet Volt de segunda generación ÍNDICE DE TABLAS Tabla 1. Especificaciones de diseño preliminares del Chevrolet Volt de segunda generación 32 Tabla 2. Especificaciones de diseño del corrector de factor de potencia elevador 45 Tabla 3. Diseño de los componentes del convertidor elevador de una rama. 48 Tabla 4. Especificaciones de diseño del tanque resonante LLC de puente completo 52 Tabla 5. Diseño de los componentes del inversor de puente completo con tanque resonante LLC 60 Tabla 6. Datos de operación y eficiencia del convertidor DC/DC con tanque resonante LLC para un rango de tensiones de salida entre 200 V y 430 V y una corriente de carga de 0.5 A hasta 13 A. 85 102 Estudio de sistemas de cargadores a bordo para vehículos eléctricos y modelado a través de Simulink del OBC del Chevrolet Volt de segunda generación ABREVIATURAS AC Corriente alterna (Alternating current) BMS Sistema de gestión de baterías (Battery Managenent System) CC Corriente constante (Constant Current) CCM Modo de conducción continua (Continuous Conduction Mode) CCS Sistema de carga combinada (Combined Charging System) CrCM Modo de conducción crítica (Critical Conduction Mode) CV Tensión constante (Constant Voltage) DC Corriente continua (Direct current) DCM Modo de conducción discontinua (Discontinuous Conduction Mode) EAFO Observatorio Europeo de Combustibles Alternativos (European Alternative Fuels Observatory) EMC Compatibilidad electromagnética (Electromagnetic compatibility) EMI Interferencia electromagnética (Electromagnetic interference) EN Norma Europea (European Norm) EVSE Equipos de alimentación de vehículos eléctricos (Electric vehicle supply equipment) FRM Modulación por respuesta en frecuencia (Frequency Response Masking) G2V De la red al vehículo (Grid to vehicle) HIL Hardware en bucle (Hardware-in-the Loop) IEC La Comisión Electrotécnica Internacional (the International Electrotechnical Commission) IEEE Instituto de Ingenieros Eléctricos y Electrónicos (Institute of Electrical and Electronics Engineers) ISO International Organization for Standarization LiFePO4 Fosfato de litio y hierro LTO Titanato de litio (Lithium titanate) OBC Cargador a bordo (On-Board Charger) PFC Corrector de factor de potencia (Power factor corrector) PHEV Vehículos eléctricos híbridos enchufables (Plug-in hybrid electric vehicles) PRC Convertidor resonante paralelo (Parallel Resonant Converter) PWM Modulación de ancho de pulso (Pulse Width Modulation) SoC Estado de la carga (State of charge) SRC Convertidor resonante serie (Series Resonant Converter) UNE Una Norma Española V2G Del vehículo a la red (Vehicle to grid) VE Vehículo eléctrico ZCS Conmutación por cero de corriente (Zero current switching) ZVS Conmutación por cero de tensión (Zero voltaje switching) 103 103 Estudio de sistemas de cargadores a bordo para vehículos eléctricos y modelado a través de Simulink del OBC del Chevrolet Volt de segunda generación NOTACIÓN A Sección transversal del transformador B Máxima densidad de flujo del transformador Cdc Condensador del filtro paso bajo del bus DC CFET Condensador parásito del MOSFET en el inversor del convertidor DC/DC Cr Condensador resonante DLLC,ef Ciclo de trabajo efectivo del tanque resonante LLC DPFC Ciclo de trabajo de la portadora del elevador PFC fc Frecuencia del controlador fr Frecuencia de resonancia fsw1 Frecuencia de conmutación por rama en el elevador PFC fsw2 Frecuencia de conmutación en el tanque resonante LLC Idc Corriente del bus DC IL Corriente por rama del elevador PFC Iout Corriente de salida Ired Corriente de red L0 Bobina de alisado Llkp Inductancia de pérdidas en primario Llks Inductancia de pérdidas en secundario Lm Inductancia de magnetización Lp Inductancia equivalente en primario LPFC Inductancia por rama del elevador PFC Lr Inductancia resonante M Ganancia del convertidor DC/DC MLLC Ganancia de operación del tanque resonante LLC, valor de diseño Msw Ganancia del inversor del convertidor DC/DC MV Ganancia virtual del tanque resonante LLC n Relación de transformación Np Número de vueltas del devanado primario Ns Número de vueltas del devanado secundario Pdc Potencia del bus DC Pin Potencia de entrada Pout Potencia de salida Rac Resistencia equivalente reflejada en primario Rin Resistencia interna de la batería Ro Resistencia o carga a la salida, vista desde el secundario tret Tiempo de retención del filtro del bus DC Notación 104 ttrans Duración del transitorio en la conexión con la batería. Inicio de la carga. VBAT Tensión de la batería Vdc Tensión del bus DC VF Caída de tensión en el diodo VOCV Tensión de circuito abierto de la batería (fuente simulada) Vout Tensión de salida Vpp Tensión de pico a pico en voltios Vred Tensión de red Xmáx Valor máximo Xmín Valor mínimo Xpico Valor de pico Xrms Valor RMS εLLC Eficiencia del convertidor DC/DC de tanque resonante LLC εPFC Eficiencia del convertidor AC/DC con PFC 105 Estudio de sistemas de cargadores a bordo para vehículos eléctricos y modelado a través de Simulink del OBC del Chevrolet Volt de segunda generación REFERENCIAS [1] Chacopino García, J. (2020). Algoritmos flexibles de seguimiento de potencia para sistemas fotovoltaicos Trabajo de fin de grado, Universidad de Sevilla. https://biblus.us.es/bibing/proyectos/abreproy/93037/fichero/TFG- 3037+CHACOPINO+GARC%C3%8DA%2C+JER%C3%93NIMO.pdf [2] Pérez Martín, E. 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