Repositorio Institucional de Documentos

Centro Polit´ecnico Superior Departamento de Ingenier´ıa El´ectrica Banco de pruebas para la medici´ on de la eficiencia de MACIS. Jos´e MaFern´andez Lahoz Universidad de Zaragoza Junio, 2011 RESUMEN En esta memoria se explica c´omo se realiz´o el re-dise˜no del control y de la electr´onica de potencia de un banco de pruebas para peque˜nos motores de combusti´on interna. Desde 2008, la Universidad de Lule˚a participa en la competici´on Shell Eco-Marathon, donde los participantes deben de construir un coche, y el que logre cubrir una mayor cantidad de kil´ometros utilizando la menor cantidad de combustible ser´a el ganador. La universidad de Lule˚a compiti´o con un coche denominado Baldos en sus primeras ediciones. Para mejorar el comportamiento de los motores de combusti´on empleados en este coche, la universidad necesitaba alquilar un banco de pruebas que permit´ıa medir c´omo cambiaba la eficiencia del motor tras introducir modificaciones en el mismo. Realizar esto resultaba muy caro para la universidad, por lo que surgi´o la necesidad de crear un banco de pruebas para la universidad. Por ello se intent´o crear uno, pero la parte electr´onica del mismo no funcion´o. Por lo tanto, el objetivo de este proyecto consiste en redise˜nar la parte electr´onica de ese banco de pruebas para lograr la funcionalidad del mismo. En primer lugar se hace referencia a la teor´ıa que hay detr´as del control de motores. Despu´es de ello se habla de la teor´ıa de motores de corriente continua, se˜nales PWM, puentes H, elementos de conmutaci´on y problemas particulares a afrontar tales como disipaci´on de calor, sobretensiones, control de velocidad y c´omo realizar las distintas medidas. Tambi´en se introducir´a un modelo en Pspice que ayudar´a a predecir el funcionamiento del banco de pruebas, y se explicar´a la relaci´on entre el modelo y la realidad. Todas estas explicaciones te´oricas ayudan a explicar el porqu´e de las decisiones tomadas a la hora de realizar el dise˜no final. Adem´as, se muestra c´omo el dise˜no fue evolucionando. Se presenta todo el hardware utilizado, definiendo cada elemento empleado, junto a sus caracter´ısticas y justificaci´on de su uso en los casos oportunos. Adem´as tambi´en se muestran los resultados de las simulaciones realizadas en Pspice, as´ı como diferentes anexos con las caracter´ısticas del motor de corriente continua empleaiii do o con un estudio acerca del efecto de la capacitancia par´asita del motor de corriente continua. Adem´as, en los anexos se incluyen otras partes del proyecto inicial en ingl´es que pueden ayudar a adquirir una visi´on m´as global del proyecto que all´ı se realiz´o, aunque algunas de estas partes no fueron resposabilidad directa del autor de esta memoria. En la memoria tambi´en se muestran los resultados reales obtenidos tras finalizar el dise˜no e implementaci´on de la parte electr´onica, compartiendo distintas conclusiones y explicando como el banco de pruebas funcion´o. Tambi´en se comentan impresiones finales, as´ı como posibles mejoras a introducir en el futuro. iv PR´ OLOGO Una vez terminado el Proyecto Fin de Carrera, puedo afirmar que trabajar durante m´as de 9 meses para su elaboraci´on supuso una experiencia enriquecedora a nivel acad´emico y personal. Este proyecto fue capaz de mezclar aspectos te´oricos y pr´acticos que resultaron realmente interesantes. En primer lugar, me gustar´ıa aclarar que este proyecto ha sido extra´ıdo de un proyecto inicial realizado en la universidad de Lule˚a de manera conjunta por parte de Kristofer Gramner y mi persona. En la memoria de esta versi´on en espa˜nol, se incluyen las partes del proyecto en las que me he visto involucrado directamente, y en los anexos se presentan otras partes del proyecto inicial en las que no me vi involucrado tan directamente, adem´as de hojas de datos o aclaraciones que no ten´ıan la importancia suficiente como para ser incluidas en la memoria, pero que pueden ser interesantes para tener una visi´on global mas acertada de lo que fue el proyecto inicial. Por esa raz´on, me gustar´ıa en primer lugar agradecer a mi compa˜nero de proyecto inicial, Kristofer Gramner. Creo que nuestros conocimientos se complementaron a la perfecci´on, no tuvimos ning´un problema como equipo y estoy realmente contento de haber trabajado a su lado. En este punto tambi´en me gustar´ıa agradecer a mi director de proyecto en la universidad de Lule˚a, Kalevi Hyypp¨a porque confi´o en m´ı para llevar a cabo la tarea. El ha supuesto una gran ayuda en todo momento. Estoy realmente agradecido por ello. De igual manera quiero agradecer especialmente a mi ponente en la Universidad de Zaragoza, ´ Angel Antonio Bayod R´ujula, la comunicaci´on con el fue inmejorable y resolvi´o todas mis dudas de manera efectiva. Adem´as tambi´en me gustar´ıa agradecer a Fredrik H¨aggstr¨om porque finalmente se us´o su dise˜no de convertidor y a la hora de resolver dudas se mostr´o muy colaborativo. Lo mismo con los autores de los informes ”mekatronik F¨ordjupningskurs”o”generador Navmotor som”debido a que su contenido supuso una gran ayuda para completar el proyecto.Tambi´en me gustar´ıa apreciar la ayuda del Equipo de Baldos. Ellos respondieron a multitud de preguntas y tambi´en produjeron diferentes piezas para este proyecto. v Y, por ´ultimo, gracias a toda la organizaci´on de la Universidad de Zaragoza, responsable de mi formaci´on como estudiante de Ingenier´ıa Industrial y a la Universidad de Lule˚a, debido a que gracias a la realizaci´on de este proyecto en la misma, pude vivir una experiencia tan positiva en un pa´ıs extranjero durante casi un a˜no. Jos´e Mar´ıa Fern´andez Lahoz vi ABREVIACIONES A Amperios AD Anal´ogico a Digital ADC Convertidor Anal´ogico a Digital BJT Bipolar Junction Transistor CAN ControllerArea Network D Duty cycle DC Motor Motor de corriente continua EMF Fuerza Electromotriz GND Tierra IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor MACI Motor de combusti´on interna MOSFET Metal Oxide Semiconductor Field-Effect Transistor Motor CC Motor de corriente continua PID Proporcional, integral y derivativo PI Proporcional e integral PWM Pulse Width Modulation RPM Revoluciones por minuto TVS Transient Voltage Suppression UART Universal Asynchronous Receiver/Transmitter V Voltios vii ´ INDICE GENERAL Cap ´ ıtulo 1 – Introducci´ on 1 1.1. Antecedentes ................................. 1 1.2. Objeto..................................... 4 1.3. Alcance .................................... 4 Cap ´ ıtulo 2 – Estado del arte 5 2.1. Motor de corriente cont´ınua . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5 2.2. Controldevelocidad ............................. 7 2.3. PuenteH ................................... 8 2.3.1. Funcionamiento b´asico . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8 2.3.2. Elementos de conmutaci´on . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 12 2.3.3. Circuito de activaci´on . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15 2.3.4. Circuitos de protecci´on. Redes Snubber . . . . . . . . . . . . . . . 17 2.3.5. Otras protecciones. Diodos TVS . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23 2.4. Como disipar energ´ıa . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23 2.4.1. C´omo disipar energ´ıa: Opci´on 1 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 24 2.4.2. Como disipar energ´ıa: Opci´on 2 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 28 2.4.3. Selecci´onfinal............................. 32 2.5. Fuente de alimentaci´on global . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33 2.6. Condensador de filtrado . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 35 2.7. ModelodelmotorCC............................. 37 2.8. Modelando el motor de combusti´on interna . . . . . . . . . . . . . . . . . 40 2.9. Medidadelpar ................................ 43 2.10.Medidadevelocidad ............................. 47 2.11.ControlPID.................................. 49 2.12. Medida del consumo de combustible . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 51 Cap ´ ıtulo 3 – Hardware 53 3.1. Eldise˜nob´asico................................ 53 3.1.1. Requerimientos del puente H . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 54 3.2. Dise˜no1.................................... 57 3.2.1. Diodo en antiparalelo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 58 3.2.2. Drivers para los MOSFETs . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 59 3.2.3. Interfaz entre el microcontrolador y puente H . . . . . . . . . . . 62 4 Introducci´ on se llevaron a cabo en el software y hubo problemas con la electr´onica para el control del motor el´ectrico que se encarga de la frenada. El sistema electr´onico simplemente no pod´ıa manejar el frenado y fue destruido en el momento en el que el motor de combusti´on arranc´o. La raz´on de esto se presume que reside en los picos de tensi´on que se produjeron cuando las bobinas del motor el´ectrico fueron cortocircuitadas con el fin de frenar el motor, y un dise˜no de hardware no preparado para trabajar con estos picos tambi´en influy´o en el resultado final. Esta implementaci´on del banco de pruebas usa una tarjeta AVR-CAN de Olimex Ltd., con un micro-controlador AT90CAN128 de Atmel R , para el control del conjunto motor el´ectrico-motor de combusti´on. En el informe de este proyecto [2], las personas que trabajaron en esta implementaci´on proponen como mejora que esta elecci´on se deber´ıa de volver a considerar, pero en realidad no explicaron el porqu´e de esta sugerencia. 1.2. Objeto Construir un banco de pruebas que sea capaz de medir la eficiencia de peque˜nos motores de combusti´on interna, principalmente los motores utilizados en el Baldos-project. 1.3. Alcance Redise˜no y construcci´on de un nuevo control y electr´onica de potencia, incluyendo el software para el control del banco de pruebas. De esta forma la m´aquina de corriente continua (actuando como motor o generador) se puede utilizar para frenar el motor de combusti´on interna, ya sea mediante el control de la velocidad de rotaci´on o mediante el control de par del motor de combusti´on interna. Reconsiderar la elecci´on del microcontrolador que se utiliz´o para el control del motor el´ectrico. Realizar la implementaci´on de tal manera que el motor/generador el´ectrico se pueda utilizar para arrancar el motor de combusti´on interna a trav´es de LabVIEWTM. CAP´ ITULO 2 Estado del arte Este cap´ıtulo va a suponer una b´usqueda de conocimientos indispensables para comprender el problema a afrontar, para as´ı poder comenzar a buscar soluciones. Se comentar´an aspectos te´oricos b´asicos que hay que dominar para comprender donde se enmarca el proyecto, se comenzar´an a tomar las primeras decisiones, se explicar´a c´omo realizar simulaciones del banco de pruebas, y tambi´en se presentar´an sistemas de medida empleados en el antiguo proyecto, pero que se deben comprender para que finalmente puedan integrarse en el nuevo dise˜no. 2.1. Motor de corriente cont´ınua Vamos a comenzar con una breve explicaci´on sobre la teor´ıa de un motor de corriente continua, la m´aquina el´ectrica que se va a utilizar en nuestro banco de pruebas. En primer lugar, nuestro motor es un motor de corriente continua con excitaci´on independiente causada por imanes permanentes. Un esquema b´asico de ´este se muestra en la figura 2.1. 5 6 Estado del arte Figura 2.1: Modelo del motor de corriente continua.[3] Y las ecuaciones que explican su funcionamiento son: Tem =kTia(2.1) ea=kEwm(2.2) vt=ea+Raia+La dia dt (2.3) Donde iaes la corriente de armadura, eaes la fuerza contraelectromotriz producidos por la rotaci´on del conductor del inducido a una velocidad de rotaci´on wmen presencia del flujo de campo φf,Tem es el par electromagn´etico producido por la interacci´on del flujo de campo y la corriente de armadura, Raes la resistencia interna del motor de corriente continua y Laes la inducci´on de la armadura del motor de corriente continua. Adem´as: kT=ktφf(2.4) kE=keφf(2.5) Donde ktes el par constante del motor y kela tensi´on constante. Puesto que tenemos un motor de im´an permanente, φfes constante, y por esa raz´on, kTykEson tambi´en constantes. vtes el voltaje de entrada cuando est´a funcionando como motor. Pero cuando se est´a trabajando como generador, la entrada ser´a un par externo Tem que crear´a un voltaje vtcon el cual se alimentar´a a una carga el´ectrica. 2.2. Control de velocidad 7 2.2. Control de velocidad Hay dos opciones b´asicas para cambiar la velocidad de un motor de corriente continua. Una de ellas consiste en cambiar el vtque se aplica entre los terminales del motor, y la otra en el cambio del flujo magn´etico φf. En nuestro motor la segunda opci´on no es posible y vamos a tener que cambiar el voltaje de vtpara modificar la velocidad. Usando la modulaci´on por ancho de pulso (PWM) de la tensi´on suministrada por una fuente de tensi´on al motor de corriente continua, es posible controlar el voltaje visto por el motor de corriente continua a pesar de que la fuente es una fuente de tensi´on de valor fijo. Esto es posible debido a que existe una peque˜na inducci´on en el bobinado del motor y el periodo de cambio es lo suficientemente r´apido para que la corriente en el debanado no decaiga mucho cuando no hay tensi´on suministrada. Al cambiar la cantidad de tiempo donde la tensi´on est´a a nivel alto, es posible cambiar el voltaje visto por el motor. La tensi´on que el motor percibe es el voltaje promedio de la se˜nal PWM suministrada. Si se suministra una se˜nal PWM donde la tensi´on se encuentra a nivel alto la mitad del tiempo, y a nivel bajo la otra mitad, el voltaje visto por el motor es la mitad de la tensi´on que suministra la fuente de tensi´on. Un ejemplo puede verse en la figura 2.2. Figura 2.2: Se˜nal PWM de voltage. 8 Estado del arte 2.3. Puente H 2.3.1. Funcionamiento b´ asico Si s´olo se necesitase controlar la velocidad de la m´aquina el´ectrica cuando est´a funcionando como motor en una ´unica direcci´on, se emplear´ıa un circuito que puede trabajar en un cuadrante. En la figura 2.3 podemos encontrar un esquema b´asico de este tipo de circuito. El interruptor se puede utilizar para conectar y desconectar la fuente de tensi´on del motor, y la funci´on del diodo es evitar picos de tensi´on provocados por la inducci´on del motor. Si tenemos corriente fluyendo desde la fuente de tensi´on al motor y de repente se abre el interruptor que conectaba los dos elementos, aparecer´a un gran pico de tensi´on entre los terminales del motor debido a que di / dt ser´ıa infinito y por lo tanto la tensi´on en bornes de la inductancia del motor tender´ıa a infinito de la misma forma. El diodo permite que la corriente contin´ue fluyendo en este caso, evitando un circuito abierto en el motor. Figura 2.3: Control en un cuadrante. [3] En la figura 2.4 podemos ver la forma t´ıpica de corriente y voltaje en los terminales del motor para este tipo de circuito. 2.3. Puente H 9 Figura 2.4: Formas de onda de tensi´on y corriente para el circuito de control en un cuadrante. Una desventaja de este tipo de circuito es que no hay ninguna manera de controlar el motor de corriente continua cuando se est´a utilizando como generador, aplicando un par externo. Para tener ese tipo de control se necesita un circuito que puede trabajar en dos cuadrantes de operaci´on, tambi´en llamado medio puente. Los esquemas de este circuito se muestra en la figura 2.5. Figura 2.5: Control in two quadrants.[3] Con este tipo de configuraci´on, podemos hacer el control de velocidad de la m´aquina de corriente continua actuando como motor de la misma forma que con el circuito anterior, utilizando s´olo el interruptor colocado en la parte superior, y el diodo de la parte 10 Estado del arte inferior. El otro interruptor tiene que mantenerse abierto. Por el contrario, si necesitamos un control con la m´aquina el´ectrica funciona como generador, se tendr´a que actuar en el interruptor en la parte inferior, y el diodo en la parte superior. De esta forma, el interruptor de la parte superior tiene que quedar abierto todo el tiempo. En este caso, el interruptor cortocircuita los terminales del motor cuando se encuentra cerrado, y el diodo conecta el motor con la tensi´on de alimentaci´on, en el momento que el interruptor se abre y desaparece el cortocircuito. Dependiendo de la velocidad del motor, podemos tener una fuerza electromotriz VEMF muy alta cuando la velocidad es tambi´en alta. Por esa raz´on, deber´ıamos elegir una fuente con una tensi´on bastante alta, porque si no la tiene, el control de la corriente no es posible en esa situaci´on. Si miramos el cuadro 2.5, otro problema consistir´ıa en el aumento del nivel de tensi´on en el condensador de filtrado debido a la corriente que el generador introduce en el mismo, suponiendo que la fuente de tensi´on no es capaz de absorber energ´ıa, y teniendo en cuenta que en el caso de que fuese capaz, tambi´en tendr´ıamos un aumento de tensi´on como consecuencia en la misma. Como veremos, una forma de resolver ese problema consistir´ıa en conectar una resistencia para eliminar esa energ´ıa, en serie con otro transistor para poder controlar la cantidad de energ´ıa disipada en la resistencia de potencia. Por ´ultimo, si necesitamos un control completo que sea capaz de conducir la m´aquina el´ectrica en ambos sentidos, con la posibilidad de controlarla cuando la misma act´ua como motor o como generador, necesitaremos emplear dos medios puentes, uno para cada direcci´on. Este circuito recibe el nombre de puente H. En la figura 2.6 podemos ver el circuito de un puente en H con una resistencia adicional para la quema de energ´ıa, y en la figura 2.7 y la figura 2.8 las diferentes formas de controlar el motor el´ectrico con el puente H. 2.3. Puente H 11 Figura 2.6: Control en cuatro cuadrantes: Puente H.[3] Figura 2.7: Posibles corrientes y voltages en un puente H.[3] 12 Estado del arte Figura 2.8: Diferentes modos de operaci´on de un puente H.[3] Si queremos controlar el motor como se indic´o en la explicaci´on del medio puente, vamos a trabajar con la parte izquierda del puente de la misma manera que para el medio puente, mientras que la parte derecha tendr´a el interruptor en la parte superior abierto todo el tiempo, mientras que el interruptor de la parte inferior estar´a encendido. Para trabajar en la direcci´on opuesta, la parte derecha deber´ıa funcionar como el medio puente y la parte izquierda deber´ıa tener el interruptor en la parte superior apagado y el interruptor en la parte inferior encendido todo el tiempo. 2.3.2. Elementos de conmutaci´ on Uno de los elementos m´as importantes en un puente H son los elementos de conmutaci´on y en la mayor´ıa de puentes H se realizan mediante transistores y un diodo en antiparalelo. Hay muchos tipos de transistores y los tres tipos m´as importantes son los BJT (Bipolar Junction Transistor), el MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field- Effect Transistor) y el IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor). Con el fin de elegir el mejor tipo de transistor para esta aplicaci´on se puede utilizar la tabla 2.1, que muestra algunas caracter´ısticas de estos transistores para compararlos entre s´ı. 2.3. Puente H 13 Caracter´ısticas BJT MOSFET IGBT Dise˜no F´acil Dif´ıcil Dif´ıcil Potencia Baja Media Alta Velocidad de conmutaci´on Baja(≤100kHz) Alta(≤10MHz) Media Area de operaci´on segura Peque˜na Amplia Amplia Tensi´on de ruptura Baja Alta Alta Cuadro 2.1: Comparaci´on entre distintos tipos de transistores. Principalmente, la decisi´on clave para hacer un puente en H es la selecci´on de los elementos de conmutaci´on. Hay muchos factores a considerar, los m´as importantes son la corriente de operaci´on, la tensi´on y la frecuencia de conmutaci´on de los impulsos (PWM). Para nuestro banco de pruebas vamos a trabajar con una potencia media, y a la hora de elegir entre los MOSFET y los IGBT, finalmente nos decantamos por la primera opci´on, ya que se ha empleado en otros proyectos en la universidad de Lule˚a, y por lo tanto tenemos m´as experiencias para entender su comportamiento. El MOSFET de potencia es una estructura de cuatro capas de orientaci´on vertical de estructura siliconada alterna tipo p y dopaje de tipo n. La figura 2.9 muestra la estructura t´ıpica de un MOSFET de canal-n. Figura 2.9: Estructura de un MOSFET de potencia.[3] 20 Estado del arte como puede ser ton >5RC. Por otro lado, para evitar sobretensiones, podemos poner otro tipo de red snubber que es mostrada en la figura 2.15. Como podemos ver, las sobretensiones producidas por la inducci´on par´asita se reducen cuando colocamos un condensador que introduce un nuevo camino a la corriente que circula por dicha inducci´on en el momento que alg´un transistor pasa a estado de OFF .Para ello tambi´en necesitamos colocar un diodo entre ambos elementos para evitar el flujo en la direcci´on opuesta. El condensador aumentar´a su nivel de tensi´on en una peque˜na proporci´on. Lo que queremos conseguir es poner la energ´ıa almacenada en la inducci´on par´asita del circuito directamente en el condensador. Para conocer el valor del condensador, tenemos que usar la f´ormula 2.7 de conservaci´on de la energ´ıa. COV ·∆VCE,MAX 2=Lσ·I0 2 2(2.7) Donde COV es la capacidad del condensador de la red de sobretensi´on,I0es la corriente en el circuito, Lσes la inducci´on par´asita del circuito y ∆VCE,MAX es la m´axima variaci´on de tensi´on que queremos tener en el condensador de la red de sobretensi´on cuando se pretende interrumpir la corriente que circula por la inducci´on par´asita del circuito. Cuando el efecto de esta inducci´on par´asita desaparece, el condensador volver´a al nivel de tensi´on que ten´ıa inicialmente descargando la energ´ıa adicional aportada por la inducci´on par´asita en una resistencia. La cantidad de energ´ıa que consume la resistencia ser´a del mismo orden que la energ´ıa que se quema en la resistencia de la red snubber de cambio ON a OFF explicada anteriormente. Por eso podemos poner una resistencia similar para este tipo de red. Las diferentes formas de las ondas de tensi´on y corriente se muestran en la figura 2.16. 2.3. Puente H 21 Figura 2.15: Red snubber de sobretensi´on.[3] Figura 2.16: Diferencias entre poner o no poner una red snubber de sobretensi´on.[3] Por ´ultimo, para evitar el exceso de corriente debido a la corriente inversa de saturaci´on que posee el diodo, y tambi´en para reducir las p´erdidas de encender el transistor se puede utilizar el circuito que se muestra en la figura 2.17. 22 Estado del arte Figura 2.17: Red Snubber de encendido y su comporamiento.[3] Sin embargo, poner una inducci´on adicional a veces no es necesario porque tenemos inducciones par´asitas en los conductores del circuito que puede hacer esta funci´on. En la figura 2.18 podemos ver las 3 clases de redes snubber juntas e un circuito de medio puente: Figura 2.18: 3 tipos de redes snubber en un medio puente.[3] 2.4. Como disipar energ ´ ıa 23 2.3.5. Otras protecciones. Diodos TVS Debido a la inducci´on del motor de corriente continua y otras inducciones par´asitas que tenemos en el circuito, podemos encontrarnos picos de tensi´on muy peligrosos para los transistores de nuestros circuitos. Las redes snubber de sobretensi´on pueden ayudar a disminuir los picos, pero a veces podr´ıa no ser suficiente. Otra soluci´on para evitar picos de tensi´on consiste en los diodos TVS (Transient Voltage Suppressor). Este tipo de diodo es capaz de aceptar una gran cantidad de corriente en s´ı mismo cuando la tensi´on de ruptura se ha alcanzado en sus terminales. Adem´as, este dispositivo es capaz de actuar de manera muy r´apida. La cantidad de potencia a disipar en el diodo y la capacidad de corriente en el mismo es proporcional al ´area de uni´on PN. Por esa raz´on, los diodos TVS se construyen con grandes ´areas de uni´on para la absorci´on de altas corrientes transitorias. 2.4. Como disipar energ´ıa Uno de los momentos m´as cr´ıticos para el sistema es cuando el motor de combusti´on arranca. En este momento, el motor de corriente continua est´a cambiando su modo de funcionamiento. Si antes del arranque, el motor de corriente continua aportaba energ´ıa al movimiento del MACI, despu´es de la puesta en marcha del motor de combusti´on, el motor de la CC est´a recibiendo energ´ıa del MACI. De acuerdo con las instrucciones, el dise˜no del banco de pruebas no tiene que tener en cuenta el consumo que el motor de combusti´on est´a utilizando. Por esa raz´on, vamos a pensar en la peor situaci´on posible para el freno. Por lo tanto, vamos a pensar que el motor es capaz de aceptar el m´aximo combustible para cada velocidad de forma instant´anea, para obtener el par m´aximo y la potencia en todos los reg´ımenes. En la figura 2.19 podemos ver la t´ıpica curva de par, potencia y combustible de un motor de combusti´on. 24 Estado del arte Figura 2.19: Curva caracter´ıstica de un motor de combusti´on interna. Como conclusi´on, si queremos mantener una velocidad del motor de combusti´on, el motor el´ectrico tendr´a que frenar con un par igual a la par que el MACI est´a proporcionando. Este par de frenado es proporcional a la corriente en la bobina del motor de corriente continua, y por esta raz´on, va a necesitar corriente siempre que el motor de combusti´on est´a trabajando. Por lo tanto, podemos hacer un control de corriente en la salida del motor de corriente continua que nos servir´a para controlar el par de freno. Por otro lado, tenemos que pensar qu´e hacer con la energ´ıa que el motor de combusti´on est´a enviando hacia el motor el´ectrico. Tenemos varias opciones para hacerlo. Una opci´on consistir´ıa en gastar esa energ´ıa directamente en una resistencia, y la otra consistir´ıa en almacenar esa energ´ıa en un supercondensador o bater´ıas. Esta segunda opci´on tiene un problema, debido a que el motor el´ectrico estar´ıa enviando corriente al sistema de almacenamiento de forma continua, y la tensi´on podr´ıa aumentar peligrosamente. Por esa raz´on, necesitamos una resistencia para suprimir energ´ıa una vez que hemos alcanzado un determinado nivel de tensi´on en el supercondensador o bater´ıas. A continuaci´on vamos a mostrar las dos opciones en detalle. 2.4.1. C´ omo disipar energ´ıa: Opci´ on 1 Esta opci´on consiste en realizar un control de corriente quemando energ´ıa directamente en una resistencia. Debido a que s´olo se pretende disipar la energ´ıa que el motor de combusti´on est´a enviando a la resistencia, ser´ıa necesario desconectar la alimentaci´on del motor el´ectrico que se utiliza cuando ´este se ejecutaba como motor. Si no lo hacemos, 2.4. Como disipar energ ´ ıa 25 podemos poner a´un m´as corriente en la resistencia, lo cual puede ser perjudicial. Por lo tanto, tendr´ıamos que desconectar el suministro de energ´ıa el´ectrica cuando el motor el´ectrico est´a funcionando como generador, y en el mismo momento, tenemos que activar el transistor que conecta la resistencia de potencia. Esta configuraci´on, con el motor de corriente continua actuando como generador, se muestra en la figura 2.20 Figura 2.20: Circuito para disipar energ´ıa directamente en una resistencia de potencia. Si s´olo pensamos en un sentido de rotaci´on, el sistema ser´ıa como el mostrado en la figura 2.21. 26 Estado del arte Figura 2.21: Circuito para disipar energ´ıa en una resistencia usando el medio puente. Si tenemos en cuenta que cuando TA+est´a en ON, TA−estar´a en OFF y viceversa, vamos a tener dos ciclos diferentes, que podemos ver en las figuras 2.22 y 2.23 Figura 2.22: Circuito equivalente con TA+ON y TA−OFF. 2.4. Como disipar energ ´ ıa 27 Figura 2.23: Circuito equivalente con TA+OFF y TA−ON. Para saber la corriente que tenemos en el estado estacionario, se puede utilizar el voltaje en la bobina, y la propiedad de que las bobinas en circuitos de corriente continua tienen una tensi´on media que es siempre cero. El voltaje en la bobina en el ciclo con la resistencia de potencia, y en el siguiente ciclo donde se cortocircuitan los terminales del motor es: VLa=Vea−(R+RaIa) (2.8) VLa=Vea−(RaIa) (2.9) En la figura 2.24 podemos ver las formas de corriente y voltaje en la bobina del motor 28 Estado del arte Figura 2.24: Formas de onda de corriente y voltage en la bobina del motor de corriente continua. Usando la condici´on de tensi´on media igual a cero en la bobina, podemos conocer la intensidad en el motor IA.(taytoff se refiere al transistor TA+). ((R+Ra)Ia−Vea)ton = (Vea−RaIa)toff (2.10) D=ton (ton +toff )(2.11) ((R+Ra)Ia−Vea)D= (Vea−RaIa)(1 −D) (2.12) Ia=Vea−Ra (D·R)(2.13) 2.4.2. Como disipar energ´ıa: Opci ´ on 2 Esta segunda opci´on consistir´ıa en realizar un control de corriente usando bater´ıas (o supercondensadores) y una resistencia de potencia para controlar el voltaje de la bater´ıa (o supercondensador). En primer lugar, tenemos que decir que con las bater´ıas y control de tensi´on que se llevar´ıa a cabo con una resistencia de potencia que activar´ıamos o desactivar´ıamos en funci´on del voltaje que se tenga a la salida de la fuente de tensi´on, tendr´ıamos algo 2.4. Como disipar energ ´ ıa 29 as´ı como una fuente de tensi´on ideal en el momento en el que el motor CC se comporta como un generador. Si pensamos en una fuente de tensi´on ideal, la configuraci´on se muestra en la figura 2.25. Figura 2.25: Circuito para disipar energ´ıa, almacen´andola en bater´ıas primero(o supercondensadores) y quem´andola despu´es en una resistencia de potencia con el fin de realizar un control de voltaje. Si s´olo trabajamos con un sentido de rotaci´on, podemos obtener el valor de Iade la misma manera que lo hicimos en la explicaci´on anterior, donde la energ´ıa se gast´o directamente en una resistencia de potencia. 36 Estado del arte Figura 2.30: Puente H y control de tensi´on sin el condensador de filtrado. Como se explic´o con anterioridad, si se act´ua en el Tr, ser´a posible controlar el voltaje de la bater´ıa. La m´aquina CC cargar´a la bater´ıa siempre que el MACI est´e encendido. Por el contrario, la resistencia de potencia descarga la bater´ıa cuando el transistor Tr est´a encendido. Pero analizando el circuito, se puede alcanzar una situaci´on problem´atica. La forma de onda de la corriente que se est´a introduciendo en la bater´ıa tiene una variaci´on muy grande en amplitud y la frecuencia tambi´en es elevada. En el punto P de la figura 2.30, la corriente ser´a casi por completo una onda cuadrada, como resultado del control de la corriente en el puente H, donde la corriente tiene dos caminos diferentes. Uno de los caminos es hacia el lado de los transistores de la parte superior, momento en el que la corriente va desde el motor a la bater´ıa. El otro camino es hacia los transistores de abajo, donde se est´a cortocircuitando el motor de corriente continua. Siempre que se est´e produciendo ese cortocircuito, no habr´a ninguna corriente en el punto P. Por otra parte, despu´es hay que restar la corriente que se va hacia la resistencia de potencia. Esta corriente tambi´en est´a en un ciclo PWM, y por esta raz´on la frecuencia de la corriente en la bater´ıa tendr´a una frecuencia a´un mayor. Debido a la resistencia interna de la bater´ıa, no podemos introducir una corriente con este tipo de onda en la propia bater´ıa. La gran variaci´on de la corriente hace que el proceso qu´ımico se vuelva muy ineficiente, consiguiendo calentar la bater´ıa hasta niveles peligrosos para su integridad. 2.7. Modelo del motor CC 37 La ´unica soluci´on para resolver este problema consiste en poner un condensador que act´ue como filtro en paralelo con la bater´ıa y tambi´en con el puente. Con este condensador podremos conseguir una corriente hacia la bater´ıa con peque˜na amplitud y frecuencia, por lo que conseguiremos un comportamiento adecuado en la misma. Figura 2.31: Puente H y control de tensi´on con el condensador de filtrado. 2.7. Modelo del motor CC Para la simulaci´on de nuestro dise˜no, vamos a utilizar el programa Pspice. Este programa es mucho m´as apropiado para circuitos electr´onicos. Tambi´en se pueden encontrar modelos para este programa que son capaces de simular los componentes reales en los sitios web del fabricante. Pero pensado en el banco de pruebas, es necesario para simular el motor el´ectrico. Este elemento combina partes el´ectricas y mec´anicas. Para simular todo con Pspice, se deber´a simular la parte el´ectrica, y tambi´en la parte mec´anica, mediante el uso de un circuito el´ectrico equivalente para esta parte. Acerca de la parte el´ectrica, tenemos un circuito que contiene la tensi´on de entrada al motor (Vs), la inducci´on y la resistencia interna del motor y finalmente otra fuente de tensi´on que simular´a a fuerza electromotriz que se presenta debido a la velocidad de rotaci´on del motor (VEMF ). Por lo tanto, esta fuente de tensi´on va a depender de la parte mec´anica. Todos los elementos de la parte el´ectrica est´an en serie. En la figura 2.32 se puede observar el circuito, y la ecuaci´on 2.24 explica el comportamiento del circuito. 38 Estado del arte Figura 2.32: Parte el´ectrica del motor CC. vS−vEMF =La·d.i dt +Raia(2.24) Acerca de la parte mec´anica, el par que el motor el´ectrico proporciona es proporcional a la corriente iaque fluye por la parte el´ectrica del motor. Este par produce una velocidad angular de acuerdo a la inercia L y la fricci´on B. Se puede ver la relaci´on en la ecuaci´on 2.25. T=J·dw dt +B·w(2.25) Al ver esta ecuaci´on, es f´acil comprender que se puede establecer un s´ımil el´ectrico donde w es intensidad y T es tensi´on. La inercia puede ser simulada a trav´es de una inducci´on con el mismo valor que el del coeficiente de inercia. De la misma manera, el rozamiento se puede simular con una resistencia que tendr´a el mismo valor que el del coeficiente de fricci´on. Todos los elementos est´an en serie. En la ecuaci´on 2.26 se puede ver la transformaci´on el´ectrica, que es muy similar a la ecuaci´on mec´anica de a que se part´ıa. vtorque =LJ·diw dt +RBiw(2.26) En la tabla 2.2 se pueden ver las equivalencias entre la parte mec´anica y su s´ımil el´ectrico. 2.7. Modelo del motor CC 39 Par´ametro Mec´anico El´ectrico Par aplicado T vTorque Velocidad w iw Inercia J LJ Fricci´on B RB Cuadro 2.2: Equivalencias entre la parte mec´anica y su s´ımil el´ectrico. El circuito equivalente capaz de simular la parte mec´anica se muestra en la figura 2.33. Figura 2.33: Parte mec´anica del motor CC. Para unir las dos partes, tenemos que hacer una fuente de tensi´on dependiente de vTorque con la corriente del circuito de la parte el´ectrica (vT orque =KTia). Por otro lado, la fuente de voltaje que simula la fuerza electromotriz vEMF tiene que depender de la velocidad angular w. Por lo tanto, se tendr´a un vEMF igual a KE·w. En la figura 2.34 se presenta el circuito completo. 40 Estado del arte Figura 2.34: Modelo del motor CC. 2.8. Modelando el motor de combusti´ on interna Como se explic´o en el cap´ıtulo de introducci´on, el banco de pruebas tiene la funci´on de medir la eficiencia de los motores de combusti´on utilizados en el proyecto Baldos, que sufrir´an algunas modificaciones respecto a la versi´on comercial. Por esa raz´on, ser´ıa muy interesante poder simular el sistema completo, con un modelo de motor de combusti´on, similar al motor que se tendr´a en la prueba real. Para hacer esto, es necesario obtener los valores de la versi´on comercial del motor. En la hoja de datos se pueden obtener estos par´ametros que se muestran en la tabla 2.3. Name BF-25EI Displacement 24.5cc Weight 2.1 kg [4.7 lb] Bore/Stroke 24 x 24mm Peak Horsepower 1.6hp @ 7,500 RPM Peak Torque 0.14kgfm @ 5,000 RPM RPM 1,400 - 9,000 RPM Fuel Automotive Unleaded Gasoline Cuadro 2.3: Especificaciones de la versi´on comercial del motor de combusti´on interna usado en el proyecto Baldos. 2.8. Modelando el motor de combusti´ on interna 41 A partir de estos valores, se puede obtener una curva de potencia y par motor en funci´on de la velocidad de rotaci´on de manera aproximada. Nmin = 1400RPM (2.27) Nmax = 9000RPM (2.28) Tmax →5000RPM (2.29) Pmax →7500RPM (2.30) Tmax = 0,14Kgfm = 1,37Nm (2.31) Podemos ver una forma t´ıpica de este tipo de curva en la figura 2.19. Con los valores obtenidos de la hoja de caracter´ısticas del motor, se va a obtener una funci´on de segundo orden que relacione el par motor que proporciona el MACI en funci´on de la velocidad angular del mismo. T(w) = Aw2+Bw +C(2.32) Potencia y par est´an relacionados mediante la f´ormula 2.33: P(w) = T(w).w →p(W) = Aw3+Bw2+Cw (2.33) Adem´as se tienen las condiciones iniciales que se muestran en las expresiones 2.34, 2.35 and 2.36: T(785,398rad/s) = 1,37W(2.34) dP(w) dw w=785,398rad/seg = 0 (2.35) dT(w) dw w=523,598rad/seg = 0 (2.36) Resolviendo el sistema de 3 ecuaciones y 3 inc´ognitas se obtienen los resultados que se muestran en la expresi´on 2.37. A=−1,01507 ·10−6;B= 0,00106298; C= 1,09171371 (2.37) Una vez que se tiene una curva aproximada de par en funci´on de la velocidad angular, hay que introducir un nuevo elemento que sea capaz de simular el motor de combusti´on interna en el modelo del motor de corriente continua de Pspice. En la parte mec´anica 42 Estado del arte del modelo de motor de corriente continua se incluir´a una nueva fuente de voltaje para simular el par que a˜nade el MACI al sistema. Este voltaje tiene la misma polaridad que la fuente de voltaje que simulan el par el´ectrico cuando el motor de corriente continua est´a trabajando como un motor sin carga, que s´olo tiene que vencer la inercia y la fricci´on del sistema. El par del motor de combusti´on depender´a de la velocidad angular. Por esa raz´on, la fuente de voltaje que lo simula depender´a de la corriente iwdel modelo. Esta dependencia estar´a condicionada. Si se tiene una velocidad de entre 0 y 1400 RPM, el MACI no suministrar´a ning´un par, ya que no estar´a encendido. Entre 1400 y 9000 RPM, la relaci´on entre el par y la velocidad se regir´a por la curva de par-velocidad angular que se ha calculado previamente. Para velocidades mayores de 9000 RPM el MACI no aportar´a ning´un par porque, en teor´ıa, el motor no puede alcanzar esa velocidad. Adem´as, el motor de combusti´on tiene inercia y coeficiente de fricci´on. Se puede estimar que la inercia del motor de combusti´on y la inercia del motor de CC son las mismas. Por esa raz´on, la nueva inducci´on del modelo completo Lw, ser´a el doble que la que se ten´ıa en el modelo que s´olo simulaba el motor de corriente continua. Acerca de la fricci´on, se puede usar el valor de la potencia que el MACI gasta a 7500 RPM. Con la curva de par calculada, se puede estimar la potencia que est´a disponible en el eje. La diferencia entre ambos valores de energ´ıa se utiliza para superar las fricciones en el estado estacionario. Power(7500RPM)−T(7500RPM)·w=B·w(2.38) Power(7500RPM) = 1,5hp ·745,7W/hp = 1118,55W(2.39) T(7500RPM) = 1,30043N.m (From the curve 00torque −speed00) (2.40) w= 7500rev s 2π 60 rad/rev 60s(2.41) B= 157µ(2.42) En la figura 2.35 se puede contemplar el modelo terminado, con la inercia y la fricci´on del motor de combusti´on incluida y la nueva fuente de tensi´on en la parte mec´anica que simula el par del motor de combusti´on. 2.9. Medida del par 43 Figura 2.35: Modell of DC motor and Combustion engine together. 2.9. Medida del par El dispositivo para medir el par motor es el mismo que el dispositivo utilizado en el proyecto”F¨ordjupningskurs i mekatronik -”E7019E [2]. La medida se basa en el principio de acci´on - reacci´on. La fuerza que realiza el motor el´ectrico para frenar al motor de combusti´on, es la misma que la que realiza la bancada del propio motor el´ectrico pero en sentido contrario. Ese sistema se muestra en la figura 2.30. 44 Estado del arte Figura 2.36: Esquema del dispositivo para medir el par motor.[2] La bancada del motor el´ectrico viene a ser la barra de 300 mm tal y como se puede observar en la figura, ya que la parte punteada es una pieza de metal solidaria a la estructura del motor, por lo que cuando el motor el´ectrico ofrece resistencia al movimiento del MACI, la estructura del mismo girar´a en torno a su centro, y se doblar´a la barra anteriormente mencionada hasta alcanzar cierto l´ımite. Esa barra posee galgas extensiom´etricos solidarias a la misma. En las siguientes ecuaciones se puede comprobar que el par es proporcional al desplazamiento producido en el punto de la galga que se aplica la fuerza. F·0,15 = My(2.43) σmax = (My(x))/(Wb(x)) (2.44) Wb=Iz ymax (2.45) Iz =1 12.b.h3(2.46) 2.9. Medida del par 45 ymax =h 2(2.47) Wb=b·h2 6(2.48) ε=σmax/E (2.49) ε=F·0,15 ·6 E·b·h2→ε and F are proportional (2.50) Donde F es la fuerza aplicada por el par de reacci´on, Myes el momento de flexi´on en el eje Y. WBes el momento de resistencia a la flexi´on, ymax es la coordenada m´as lejana del centroide de la secci´on transversal, donde tendremos tensi´on m´as alta (σmax). Por ´ultimo, B y H son la base y la altura de la secci´on transversal. Podemos ver estos par´ametros en la figura 2.37. Figura 2.37: Secci´on rectangular transversal. Una vez que se tiene la relaci´on entre la fuerza y el desplazamiento, es necesario medir ese desplazamiento. Las galgas extensiom´etricas tienen la propiedad de cambiar el valor de la resistencia el´ectrica cuando su tama˜no var´ıa. Para detectar ese cambio en la resistencia, el dispositivo que vamos a utilizar es el puente de Wheatstone. En la figura 2.38 se puede observar un esquema b´asico. CAP´ ITULO 3 Hardware 3.1. El dise˜ no b´ asico Figura 3.1: Descripci´on del dise˜no del banco de pruebas. El dise˜no b´asico del banco de pruebas consiste en un PC que est´a conectado a una b´ascula, a sensores para la medida de velocidad y de par y a un microcontrolador. El microcontrolador maneja el control de la velocidad y, por lo tanto est´a vinculado con un puente H que controla el motor, y a un sensor de velocidad para tener acceso r´apido a la velocidad actual del motor. Tambi´en se necesitar´a una fuente de tensi´on para ser capaz de 53 54 Hardware arrancar el motor de combusti´on interna con el banco de pruebas. La figura 3.1 muestra el dise˜no b´asico del banco de pruebas. Este ser´ıa el dise˜no final, pero normalmente las fuentes de tensi´on no son capaces de sumir energ´ıa en si mismas. Y si son capaces de hacerlo, no lo hacen por un largo periodo de tiempo. Por lo tanto, tambi´en se necesita una carga controlable con el fin de eliminar el exceso de energ´ıa que es generada por la m´aquina AC, cuando est´a actuando como generador y que no es alimentada por la fuente de tensi´on. La figura 3.2 muestra el dise˜no con la carga controlable incluida. Figura 3.2: Descripci´on del dise˜no del banco de pruebas con carga. 3.1.1. Requerimientos del puente H Debido a que el banco de pruebas realizado en el proyecto anterior ya ten´ıa instalados una b´ascula y sensores para la medici´on de velocidad y par motor, el enfoque estaba dirigido al puente H y al control del motor de corriente continua. La figura 3.3 muestra el dise˜no b´asico del puente en H con un microcontrolador y sensores de velocidad para el control del motor. El puente H se ve en el centro. Consta de cuatro MOSFETs (Q1, Q2, Q3 y Q4), los drivers para su activaci´on y cuatro diodos Schottky (D1, D2, D3 y D4). Los MOSFETs podr´ıan haber sido cambiados de alg´un otro tipo de interruptor, pero como se ha explicado anteriormente el MOSFET es el transistor m´as adecuado para nuestra aplicaci´on. La raz´on para el uso de diodos Schottky es que debido a la forma en la que est´an dise˜nados, son m´as r´apido que los diodos normales. 3.1. El dise˜ no b´ asico 55 Figura 3.3: Descripci´on del dise˜no b´asico del control del motor. MOSFET A continuaci´on se van a comentar los requisitos b´asicos de los MOSFETs utilizados como interruptores en el puente H. Los MOSFETs deben de ser capaces de mantener la m´axima corriente que el generador es capaz de entregar. Como se coment´o, el MOSFET de canal n tiene una resistencia de ON muy baja, y es posible una conmutaci´on muy r´apida. Adem´as, los MOSFETs tienen un diodo intr´ınseco en su dise˜no y ´este puede ser entendido como si de un diodo conectado en antiparalelo con el transistor se tratase. Esto quiere decir que el MOSFET s´olo puede bloquear el paso de la corriente ´unicamente en una direcci´on, lo cual puede sonar mal, pero como se explic´o con anterioridad, esos diodos en antiparalelo son necesarios para el correcto funcionamiento del puente H. Sin 56 Hardware embargo, tambi´en se coment´o que este diodo intr´ınseco no es el m´as apropiado ya que se necesita una respuesta mucho m´as r´apida que la que ofrecen los diodos convencionales de uni´on pn. Mientras transcurre el tiempo necesario para que el diodo pase a estado de ON, el voltaje ha podido incrementarse de manera muy repentina, lo cual puede ser peligroso para el dise˜no. De hecho, la mejor opci´on consiste en colocar el transistor en estado de ON en el momento que queremos tener corriente en el sentido del diodo, ya que s´olo tendremos que vencer la peque˜na resistencia de ON del transistor en lugar de emplear el diodo intr´ınseco, que necesita una diferencia de tensi´on mayor entre sus terminales para comenzar a conducir, lo que quiere decir, mayor resistencia al paso de la corriente. Drivers para los MOSFET Los requisitos b´asicos para los drivers consisten en ser capaces de cambiar el estado del MOSFET de encendido y apagado, consigui´endolo de manera r´apida Diodos en anti-paralelo adicionales Los diodos en antiparalelo que precisa el puente H tienen que tener un tiempo de cambio a ON muy r´apido, al igual que ocurre con el tiempo de recuperaci´on inversa. El objetivo principal del diodo es conducir la corriente cuando el MOSFET que tiene conectado en antiparalelo est´a apagado. Esta situaci´on se dar´a en el momento en el que tenemos que encender el transistor de la parte de abajo y apagar el de la parte de arriba o viceversa. Esto asegurar´a que nunca se produzca la conexi´on de dos transistores del mismo lado al mismo tiempo, situaci´on que crear´ıa un cortocircuito muy peligroso. Por lo tanto se necesita colocar un tiempo de retraso en el que ambos transistores estar´an apagados, y se emplear´a el diodo en antiparalelo para conducir. Como el MOSFET tiene el diodo intr´ınseco que puede manejar mayores corrientes, el prop´osito m´as importante para el diodo que conectemos adicionalmente en antiparalelo al MOSFET es conseguir una respuesta m´as r´apida y proporcionar un camino para la corriente hasta que el diodo intr´ınseco comienza a conducir o el MOSFET se enciende. Microcontrolador Los requisitos b´asicos del microcontrolador consisten en poner al menos dos se˜nales con anchura de pulso modulada (PWM) y tambi´en adquirir la se˜nal procedente del sensor de velocidad con la que podr´a saber cual es la velocidad del sistema. Pero se necesitan 4 se˜nales PWM independientes para controlar cada uno de los MOSFETS de forma independiente. Sin embargo, existen microcontroladores con una funci´on integrada de control del motor, que permiten incorporar un tiempo muerto entre la se˜nal que va a activar el MOSFET del lado alto y el MOSFET del lado bajo. Se desea que el microcontrolador elegido para este proyecto tenga este tipo de funcionalidad. 3.2. Dise˜ no 1 57 Protecci´ on contra transitorios de tensi´ on Debido a que se cree que las tensiones transitorias fueron la raz´on del fracaso del antiguo proyecto, deber´a ser incluida alg´un tipo de protecci´on contra picos de voltaje en el nuevo dise˜no. Por ejemplo, alg´un tipo de red snubber o diodos supresores de tensiones transitorias (TVS). 3.2. Dise˜ no 1 La idea principal del dise˜no es crear un puente H que pueda ser controlado por un microcontrolador. Con ello se obtendr´ıa la capacidad de poder cambiar con qu´e y c´omo el motor es controlado en el tiempo. Esto har´ıa m´as f´acil actualizar el controlador del banco de pruebas. Comenzando con el dise˜no b´asico de un puente en H, lo que se necesita son: MOSFETs de potencia, diodos, drivers para los MOSFETs y el interfaz entre el microcontrolador y el puente-H. MOSFET Lo primero es elegir el MOSFET. Debido a que el MOSFET decidir´a qu´e tipo de controlador se va a necesitar. Al observar los datos del motor de corriente continua que se puede consultar en el Ap´endice B y realizando distintos c´alculos, tal y como se indic´o anteriormente, se tom´o la decisi´on de que el MOSFET tiene que ser capaz de manejar una corriente de 30 A y una tensi´on de 41 V en estado estacionario. Sin embargo, debido a la posibilidad de picos de corriente y tensi´on que se pueden dar en el puente H, ser´ıa deseable tener un tipo MOSFET que puede manejar valores muy por encima de esos l´ımites. Canal N o P La mayor´ıa de los puentes H utiliza transistores de canal N, tanto en el lado alto y el bajo, aunque ser´ıa m´as f´acil usar transistores de canal P en el lado alto ya que estos no requieren elevar el voltaje de la puerta por encima de la tensi´on de la fuente con el fin de encenderlos. los MOSFETs de canal N y de canal P son a menudo llamados NMOS y PMOS respectivamente. Muchos MOSFETs est´an disponibles tanto en canal N como en canal P por lo que el problema de los MOSFET de canal P no es precisamente su escasez. Es la forma en la que los MOSFET de canal P son construidos lo que les hace m´as f´aciles de usar en el lado alto, pero tambi´en les hace m´as ineficientes ya que la resistencia de ON es mucho mayor que para MOSFETs de canal N. Tambi´en la capacitancia par´asita del MOSFET canal P es algo superior que el de canal N, por lo que se consigue que los tiempos de conmutaci´on en el MOSFET de canal P sean ligeramente superiores. Es por ´esto que cuando el puente H necesita llevar corrientes medias o altas, es preferible usar MOSFET de canal N, aunque para ello se necesiten drivers m´as complejos. 58 Hardware Dispositivo El MOSFET elegido fue el MOSFET de potencia IRFP4310Z un MOSFET HEXFET R de IRF que es adecuado para un amplio n´umero de diferentes aplicaciones, como por ejemplo, la conmutaci´on de alta potencia con alta velocidad. La m´axima resistencia de ON entre el drenaje y la fuente es como m´aximo de 6 m Ω, puede manejar una corriente de manera continua de 134 A a 25◦C y tiene un voltaje de ruptura de 100 V. cite IRFP4310Z Figura 3.4: Puente H. 3.2.1. Diodo en antiparalelo El diodo tiene que ser capaz de manejar de la misma corriente que el MOSFET, pero s´olo durante el tiempo que el MOSFET necesita para encenderse. Despu´es la corriente ser´a compartida entre el MOSFET y el diodo. Si el MOSFET tiene una baja resistencia de conducci´on, la mayor parte de la corriente pasar´a a trav´es de el. 3.2. Dise˜ no 1 59 Dispositivo El dispositivo elegido para actuar como diodo en antiparalelo fue el MBR60H100CT de On semiconductorR , el cual es un diodo tipo schottky que puede manejar corrientes de 60A y tiene una tensi´on de ruptura de 100V.[6]. 3.2.2. Drivers para los MOSFETs Desde que se decidi´o que todos los MOSFETs en el puente H deb´ıan de ser del tipo canal N, o NMOS, el driver del lado alto tiene que ser capaz de aumentar la tensi´on entre puerta y fuente por encima de la tensi´on de la fuente. En este caso, y para la mayor´ıa de MOSFETs de potencia, la tensi´on entre puerta y fuente tiene que ser 10 V o superior con el fin de estar seguro de tener el MOSFET en la regi´on saturada. Afortunadamente existe una amplia gama de drivers de diferentes fabricantes que son capaces de hacer esto. No s´olo debe ser capaz de aumentar la tensi´on, tambi´en tiene que ser capaz de manejar la corriente necesaria para activar el MOSFET de manera r´apida. Contra m´as corriente se pueda suministrar a la puerta, m´as r´apida ser´a la activaci´on del MOSFET. Dispositivo El dispositivo IFR2010 de IRF fue el elegido como driver. Es un driver para los transistors del lado alto y del lado bajo con una capacidad de corriente muy decente, +/−3,0A en la salida, relativa r´apida propagaci´on de retrasos entre la entrada y la salida, y el lado alto puede operar hasta 200V.[7] . Se basa en un condensador externo para que se pueda elevar la tensi´on en la puerta del MOSFET con una carga que permite introducir una corriente en la puerta que permita activar el MOSFET. Selecci´ on del condensador Bootstrap IRF recomienda el uso de las siguientes ecuaciones para calcular la capacidad del condensador Bootstrap requerido.[8] Si VGSmin es el m´ınimo voltaje que debe de ser mantenido entre puerta y fuente cuando el transistor est´a en estado de encendido, entonces: ∆VBS ≤VCC −VF−VGSmin −VDSon (3.1) cuando: VGSmin ≥VBSUV −(3.2) Donde; ∆VBS es la m´ınima caida de voltaje para el condensador bootstrap cuando el lado alto se encuentra en ON, VCC es el voltaje de la fuente de alimentaci´on, VFes valor de la tensi´on en directa a partir del cual el diodo junto al condensador bootstrap conduce, VDSon la caida de voltaje sobre los MOSFET de la parte de abajo VBSUV −el umbral de m´ınima tensi´on negativa para el VBS suministrado por el driver. Hay varios n´umeros de factores que influencian la disminuci´on de VBS in nuestro driver; 60 Hardware Figura 3.5: Driver para medio puente. Carga requerida en la puerta del MOSFET para su encendido (QG) Corriente de fuga entre puerta y fuente del MOSFET (ILK GS) Corriente de polarizaci´on del driver que excita al transistor de la parte alta del puente (IQBS) Offset de la corriente de fuga del driver (ILK) Carga requerida por el nivel interno de mandos del driver (QLS) Corriente de fuga del diodo junto al condensador Boostrap (ILK DIODE) Corriente de fuga del condensador Bootstrap (ILK CAP ) Tiempo de ON del transistor de la parte alta (THON ) 3.2. Dise˜ no 1 61 ILK CAP sin embargo es s´olo relevante si el condensador bootstrap utilizado es electrol´ıtico y se puede ignorar si el condensador es de otro tipo. Utilizando estos datos se puede calcular la carga total: QTOT =QG+QLS + (ILK GS +IQBS +ILK +ILK DIODE +ILK CAP )∗THON (3.3) Usando la ecuaci´on 3.1 y 3.3 se puede calcular la capacidad m´ınima del condensador bootstrap: CBOOT min =QTOT ∆VBS (3.4) Los par´ametros para el c´alculo de capacidad del condensador bootstrap de IRFP4310Z[9] yIR2010[7] con el diodo STTH1R02[10] de ST y un condensador no electrol´ıtico son: VF≈1V VGSmin = 10V VDSon ≈1,5V VCC = 15V QG= 170nC ILK GS = 100nA IQBS = 210µA ILK = 50µA QLS = 5nC ILK DIODE = 20µA ILK CAP = 0 THON = 100µs Insertando estos valores en la ecuaci´on 3.4 se obtiene un CBOOT min = 81nF Pero esto es un valor m´ınimo y la regla general es multiplicar este valor por 15 para estar seguro. As´ı que el valor real utilizado para el condensador bootstrap CBOOT ser´a de 1µF. 68 Hardware fugas de corriente se traduce en la no necesidad de un condensador tan grande. Debido a que es un dise˜no probado que funcion´o y teniendo en cuenta que las resistencias de entrada, R 39, R 41, R 43 y R 45, son bastante peque˜nas de por s´ı, no se realiz´o ninguna nueva modificaci´on. Alimentaci´ on de tensi´ on En la parte superior de la figura 3.11 se puede observar la alimentaci´on para los drivers de los MOSFETs. Se trata de un regulador de tensi´on ajustable LM317HVT cuya salida se configura con las resistencias de R 10 y R 11 y dos condensadores [16], uno en la entrada para filtrar el voltaje de entrada y otro en la salida para mejorar la respuesta transitoria. Adem´as, se conecta un diodo D 15, desde la salida a la entrada con el fin de proteger el regulador contra las grandes corrientes que se suministran desde el terminal de salida por la salida del condensador, si los terminales de entrada por alguna raz´on est´an en cortocircuito. La entrada tambi´en est´a protegida con un diodo, D 20, que protege el circuito de una conexi´on de polaridad incorrecta en la entrada y un diodo de supresi´on de transitorios de tensi´on (Diodo TVS), D 14, para proteger al circuito de sobretensiones en la entrada. Figura 3.11: Fuentes de voltaje para el convertidor. 3.3.2. Circuitos de medida El circuito incluye los circuitos para la medici´on de tensi´on, de corriente y de la temperatura. A continuaci´on se va a explicar ´unicamente la parte que se encarga de la medici´on 3.3. Dise˜ no 2 69 de tensi´on sobre el puente, ya que fue empleada para realizar el control de tensi´on en el puente. Figura 3.12: Medici´on de tensi´on. Medici´ on de tensi´ on La medici´on de la tensi´on se hace entre el terminal positivo y el terminal negativo de la entrada al circuito del convertidor. En la figura 3.9 estos terminales se denominan V + y GND1 y en las figuras 3.12 y 3.13 estos terminales se denominan 48 V y GND1. El dise˜no original se puede ver en la figura 3.12 donde la entrada positiva del LM358 est´a centrada alrededor de 3,3 2V, lo cual significa que la salida tambi´en est´a centrada de manera aproximada alrededor de 3,3 2V debido a que el LM358 est´a configurado para tener una ganancia de 1,056. Por lo tanto se obtendr´a la capacidad de medir tanto tensiones positivas como negativas entre los dos terminales de entrada del circuito a costa de la disminuci´on del rango de posibles medidas. Sin embargo, esta aplicaci´on no necesita medir voltajes negativos y debido a que es m´as importante ser capaz de medir un voltaje alto que voltajes negativos, este dise˜no se modific´o mediante la eliminaci´on de la resistencia, R 55, entre los 3,3V de la fuente y la entrada positiva terminal. El circuito modificado se puede ver en la figura 3.13. La se˜nal de salida del LM358 se alimenta a trav´es de un filtro paso bajo, que consiste en la resistencia R 37 junto con el condensador C 51. La se˜nal final se dirige al convertidor AD del microcontrolador. 70 Hardware Figura 3.13: Modificaci´on del circuito para medici´on de tensi´on. 3.3.3. Microcontrolador El microcontrolador utilizado en este dise˜no es un LPC1768 de NXP con un procesador ARM Cortex-M3 de 32-bit que puede funcionar a velocidades de hasta 100 MHz. Para m´as informacion del mismo, y de c´omo se comunica, consultar el Ap´endice D. Medida de velocidad En cuanto a la forma de realizar la medici´on de velocidad, en el cap´ıtulo 2 2, secci´on 2.10 hay informaci´on detallada. El componente empleado es un fotointerruptor y la se˜nal de salida estar´a en nivel alto cuando la luz de un diodo Led infrarrojo pase a trav´es de la ranura y sea detectada por el fototransistor. El dise˜no de la placa del convertidor incluye entradas disponibles que se supone que deber´ıan ser utilizadas con sensores Hall. Estas entradas se pueden observar en la figura 3.14. Cada una va hacia una de las patillas externas del microcontrolador. Dado que la se˜nal de salida de un sensor hall es similar a la salida del fotointerruptor, estas entradas ser´an perfectas para usar en la medici´on de velocidad. 3.3.4. Alimentaci´ on para las partes l ´ ogicas La alimentaci´on para el microcontrolador se puede ver en la parte inferior de la figura 3.11. Se trata de un regulador de tensi´on LM317HV, circuito regulador de voltaje al igual 3.3. Dise˜ no 2 71 Figura 3.14: Entradas del sensor Hall. que el de los drivers de los MOSFET, pero tiene un voltaje de salida de 5 V e incluye C 9 y D 21 para mejorar el rechazo a la ondulaci´on. El voltaje VDD (5 V) se utiliza para algunas partes l´ogicas como la parte l´ogica del ADuM1230. La tensi´on VDD de 5V tambi´en alimenta al LM3940, que es un regulador de 5 V a US 3,3 V de tensi´on [17]. La salida del texttt LM3940 de 3,3 V se utiliza como fuente para el microcontrolador. Como se observa en la parte derecha de la figura 3.11 esta tensi´on es filtrada antes de utilizarse como tensi´on de referencia de 3,3 V para el convertidor AD del microcontrolador, o como una fuente para los sensores como el INA201 cuya salida alimenta al convertidor AD. 3.3.5. Fuente de tensi´ on La fuente de voltaje consta de tres bater´ıas de plomo-´acido de 12 V cada una conectadas en serie. Son como las utilizadas en autom´oviles. La raz´on de esta selecci´on se explica en el cap´ıtulo 2, secci´on 2.5. 72 Hardware 3.3.6. Carga Una resistencia de potencia, TE1000B1R0J de TYCO ELECTRONICS, fue adquirida para su uso como carga. La resistencia tiene un valor de 1Ω y puede manejar 1000W.[18] 3.3.7. Condensador de filtrado Como se explic´o con anterioridad, se va a necesitar un condensador para los dos modos de operaci´on que tienen lugar en el funcionamiento del banco de pruebas, cuando la m´aquina de corriente continua se est´a empleando como motor y cuando lo hace como generador. Vamos a calcular el condensador teniendo en cuenta la funci´on que desempe˜na cuando la m´aquina CC act´ua como generador debido a que estas condiciones son las m´as exigentes. La inducci´on de los cables entre la bater´ıa y el puente H no es tan grande y la resistencia interna de las bater´ıas de plomo-´acido es muy baja. Si tenemos un condensador capaz de trabajar en el modo de generaci´on, tambi´en funcionar´a en el modo de motor. En primer lugar se calcular´a un condensador (c1) que sea capaz de rectificar la corriente que llega desde el puente H. Despu´es de eso se calcular´a un nuevo condensador (c2) que evite introducir una corriente de alta frecuencia y amplitud en la bater´ıa, teniendo en cuenta para este calculo que la corriente proveniente del puente H ser´a mas o menos constante debido al primer condensador calculado( c1). En el dise˜no final se colocar´a un ´unico condensador en paralelo con la bater´ıa. Este condensador ser´a igual o mayor que la suma de c1yc2. En la figura 3.15 podemos ver una representaci´on gr´afica de esta explicaci´on. 3.3. Dise˜ no 2 73 Figura 3.15: Circuio imaginario para conocer la posici´on de los condensadores C1yC2(arriba) Circuito con el condensador real (abajo). Para hacer el c´alculo de c1se utilizar´a el circuito de la figura 3.16. Este circuito es una parte del circuito completo del sistema, y va desde la m´aquina CC hasta la entrada de la pierna con la resistencia de potencia. Adem´as, s´olo se pensar´a en un sentido de rotaci´on (TB+est´a apagado siempre y TBest´a siempre encendido). 74 Hardware Figura 3.16: Parte del circuito para calcular C1. Tomaremos iocomo una onda completamente cuadrada. Adem´as, el objetivo de c1es conseguir que idsea el valor medio de la corriente de io. En la figura 3.17, se muestran diferentes formas de onda de las intensidades en distintos puntos. DTA+es el Duty cycle del transistor TA+. Figura 3.17: Diferentes formas de onda de las intensidades en distintos puntos para el c´alculo de C1. iC1=C·dV0 dt =id−io≈IaDTA+−io(3.5) 3.3. Dise˜ no 2 75 ∆V0=1 C1·Zt2 t1 f(t) dt(3.6) Debido a las propiedades de los condensadores en circuitos de corriente continua, la corriente media en un condensador ser´a nula. Por esta raz´on, ∆Q es la misma en los dos ciclos de operaci´on, por lo tanto no importa si hacemos el c´alculo en un ciclo o en el otro. ∆V0=1 C1·Zton 0 f(t) dt= ∆V0=1 C1·Zton+tof f ton f(t) dt(3.7) ∆V0≈1 C1·(Ia−io)·ton ≈1 C1·(Ia−D.Ia)·tonT a+=1 C1·(Ia−D.Ia)·DTA+·Ts(3.8) ∆V0≈1 C1·(1 −DTA+)·DTA+·Ia·Ts(3.9) Para ser m´as conservativos, el c´alculo se realizar´a con el m´aximo de ∆V0posible. El Duty que maximiza ∆V0es D= 0,5. Acerca de la corriente m´axima Ia, se puede pensar que estar´a cerca de 30 amperios como vimos en el cap´ıtulo te´orico. Si aceptamos un ∆V0 igual a 0,1 V, entonces la capacidad de c1es la mostrada en la expresi´on 3.10. C1=(1 −0,5) ·0,5·30 ·50 ·10−6 0,1= 3750µF (3.10) El circuito equivalente para calcular el nuevo condensador c2se muestra en la figura 3.18. Figura 3.18: Parte del circuito para calcular C2. 76 Hardware El valor seleccionado para la resistencia de potencia fue de 1 Ω. Como tenemos un transistor para controlar cuanta potencia se disipa en la resistencia, el valor de la resistencia ya no es tan importante, por lo que el criterio para seleccionar la resistencia fue principalmente econ´omico. La corriente en la resistencia cuando trest´a encendido ser´a la que se muestra a en la expresi´on 3.11. IR=Vbattery R=41 1= 41A(3.11) Sin embargo, la m´axima potencia que la resistencia seleccionada es capaz de disipar es de 1000W. Por lo tanto, la m´axima corriente media que la resistencia es capaz de soportar ser´a menor de 41 A, ya que el Duty cycle del transistor que se encuentra en la pierna de la resistencia (DR) tendr´a un valor m´aximo DRmax que ser´a inferior a la unidad. PR=R.I2 R(3.12) IRMAX =rPmax R=√1000 = 31,6A(3.13) DRMAX =Pmax in R Pwith D=1 =1000 1·412= 0,593 (3.14) Sabiendo que en esta ocasi´on, el objetivo de c2es conseguir un ibigual al valor medio de ie, y las propiedades de los condensadores en circuitos de corriente continua, se puede calcular un valor apropiado de c2de la misma manera que se hizo con c1. En la figura 3.19 se pueden observar las diferentes formas de oda que adopta la corriente en diferentes puntos. ie=ia−iR(3.15) Ib≈ib≈Id−IR=Ie= (DTA+Ia)−(DRIR) (3.16) iC2=C·d.V0 dt =ib−ie(3.17) TRON ⇒ic2= (DT A+Ia)−(DR·41A)−(DTA+Ia) + 41A(3.18) TROF F ⇒ic2= (DT A+Ia)−(DR·41A)−(DT A+Ia) (3.19) TROF F ⇒ic2= (DT A+Ia)−(DR·41A)−(DT A+Ia) (3.20) 3.3. Dise˜ no 2 77 Figura 3.19: Diferentes formas de onda de las intensidades en distintos puntos para el c´alculo de C2. ∆Qser´a la misma en los dos ciclos nuevamente. ∆V0=1 C2·Zton 0 f(t) dt= ∆V0=1 C2 .Zton+tof f ton f(t) dt(3.21) ∆V0≈1 C2·DTA+·(Ia−(DR,41A)−(DTA+Ia) + 41A)TSDR(3.22) Teniendo en cuenta que ∆V0ser´a m´axima cuando DRes igual a 0,5, e imponiendo una variaci´on m´axima de ∆V0de 0,1 V, se puede obtener el valor apropiado de C2. Este valor se muestra en la expresi´on 3.23. C2=(−DR·41A+ 41A)TsDR ∆V0 =(1 −0,5) ·0,5·41 ·50 ·10−6 0,1= 5125µF (3.23) Una vez que se conoce el valor de los dos condensadores, el condensador que se colocar´a finalmente ser´a igual o mayor a la suma de c1yc2. C≥C1+C2= 3750µF + 4625µF = 8875µF (3.24) Para la construcci´on de este condensador, se colocar´an 4 condensadores en paralelo de 2200 F mu cada uno. El l´ımite de tensi´on de los condensadores ser´a de 63 V. 84 Hardware Figura 3.25: Sentido de la corriente cuando el transistor de la parte alta se apaga y el de la parte baja se apaga. Adem´as, los peligrosos picos de tensi´on entre los terminales del transistor siguen estando presentes de la misma forma que sin la red snubber de apagado. El problema de la disipaci´on de potencia no es realmente muy importante en nuestro dise˜no debido a que con la colocaci´on del disipador de calor, deber´ıa estar resuelto. Adem´as, esta red snubber agranda los picos de intensidad a la hora del encendido de los transistores, aspecto muy negativo. Por todas estas razones finalmente se decidi´o no colocar las redes snubber de apagado en el dise˜no final. Para resolver el problema de sobretensi´on se puede intentar plantear la colocaci´on de redes snubber de sobretensi´on, explicadas en el cap´ıtulo te´orico. El problema es que no se sabe con exactitud c´omo es la inductancia par´asita del circuito entre el condensador de 8800µF y los transistores del puente H. Por ello, se realiz´o un proceso inverso para calcular los componentes de la red snubber de sobretensi´on. Como hab´ıa condensadores ectrol´ıticos de 2200 µF disponibles para la realizaci´on del proyecto, la idea fue calcular que inductancia par´asita que podr´ıa ser soportada por una red snubber de sobretensi´on con ese condensador. Con la f´ormula 2.7, que se explic´o en la secci´on de estado del arte, introduciendo un l´ımite de 0,1 V en la variaci´on m´axima de tensi´on en el condensador de la red y considerando una corriente de 30 A, se puede conocer la inducci´on m´axima que se puede soportar sin obtener grandes picos de tensi´on. Este c´alculo se muestra en la expresi´on 3.45 y 3.46. COV ∆VCE,MAX 2=LσILσ 2 2(3.45) 3.3. Dise˜ no 2 85 2200µF ·0,12 2=Lσ·302 2→Lσ= 24,4nF (3.46) Teniendo en cuenta que el ´unico elemento que crea inducci´on en esta parte del puente ser´a el sensor de corriente (2x5nF encada pierna) y el conductor, la inducci´on total tendr´a una inductancia menor que 24,4 nF. Por otro lado, si se aceptasen picos de tensi´on m´as grandes que no pongan el peligro a los transistores, este condensador es m´as que suficiente. El pico m´aximo de tensi´on no debe alcanzar los 60 V, l´ımite de los MOSFET de potencia. Adem´as, se puede colocar un peque˜no condensador de cer´amica en paralelo con el electrol´ıtico de la red snubber de sobretensi´on para obtener una respuesta m´as r´apida. En cuanto a los dem´as elementos de la red, se necesitar´a un diodo ultra r´apido, y la misma resistencia que se calcul´o para la red snubber de apagado. Simulando el nuevo sistema con la red snubber de sobretensi´on, se obtienen resultados muy buenos si nos fijamos en la tensi´on resultante en los MOSFETs. Los picos de tensi´on han disminuido enormemente. Adem´as, los picos de corriente no se han visto perjudicados tras colocar la red snubber de sobretensi´on. En la figura 3.26 se puede observar la tensi´on entre el drenaje y la fuente de un transistor que est´a siendo conmutado. La diferencia con la figura 3.20 en la que no se ten´ıa ninguna red snubber es bastante grande atendiendo a los picos de tensi´on. Figura 3.26: Tensi´on sobre los terminales del transistor tras colocar la red snubber de sobreten- si´on. 86 Hardware Acerca de los picos de corriente, tal vez se podr´ıan disminuir con una red snubber de encendido. La raz´on de tener estos picos de corriente es la corriente inversa de saturaci´on de todos los diodos del sistema. Pero poner esta red snubber puede acarrear problemas, es decir, supondr´ıa a˜nadir m´as inducciones al circuito y tal vez no es buena idea porque el circuito ya tiene inducciones par´asitas. Poner m´as inducciones podr´ıa ocasionar problemas como incrementar los picos de tensi´on, los cuales son mucho m´as peligrosos que los picos de corriente. El condensador electrol´ıtico que se escogi´o para implementar la red snubber de sobretensi´on en el dise˜no final es similar al tipo de condensador que se emple´o para realizar el gran condensador de filtrado de 8800 µF. Como hemos indicado, su capacidad es de 2200 µF y su l´ımite de tensi´on es de 63V. Sobre el diodo de la red snubber, tiene que ser un diodo ultra-r´apido. Se seleccion´o el diodo STTHH10RFP, que es capaz de mantener altas corrientes con un tiempo de recuperaci´on inverso peque˜no. En cuanto a las necesidades de disipaci´on de potencia en la resistencia de las necesidades, sabemos por el cap´ıtulo de estado del arte que la disipaci´on de energ´ıa en esta resistencia de la red snubber de sobretensi´on es del mismo orden que en la resistencia de la red snubber de apagado que finalmente no fue implementada en el dise˜no final. En la expresi´on 3.47 y 3.48 se muestra el c´alculo de este valor. 1 2·CSturn−off ·VSturn−off capacitor =1 2·50 ·109·412= 4,2025 ·105→P=E t(3.47) E t=E ROV ·C=4,2025 ·105 4·10−6= 10W→PAV G = 10W·tdischarge tcycle = 10 ·4·106 50 ·106= 0,8W (3.48) Se escogi´o una resistencia de 8,2 Ω con una disipaci´on de potencia m´axima admisible de 3 W (ER748R2JT) como resistencia de la red snubber de sobretensi´on. 3.3. Dise˜ no 2 87 Figura 3.27: Descripci´on del convertidor con redes snubber y condensador de filtrado a˜nadido. CAP´ ITULO 4 Resultados 4.1. La placa 4.1.1. Ensamblado Figura 4.1: Vista inferior de la placa del convertidor. El proceso de construcci´on de la placa tom´o un tiempo considerable ya que tuvo que ser soldada a mano y el n´umero de partes que la compon´ıan era cercano a las 300, la mayor´ıa de ellas montadas en superficie. En las figuras 4.1, 4.2 and 4.3 se puede observar el aspecto final de la placa. En la figura 4.1 se muestra la cara ”bottom”de la placa donde 89 90 Resultados los MOSFETs de tres patas del puente son claramente visibles en la parte de arriba. En la figura 4.2 se muestra la cara ”top”de la placa, donde, por ejemplo, pueden observarse los condensadores de filtrado y el microcontrolador. La placa ha sido montada sobre un disipador de calor, el cual, ha sido montado en la tapa modificada de una caja de metal. De esta forma la placa y todos sus componentes terminar´an en el interior de la caja met´alica y el disipador de calor en el exterior. Figura 4.2: Vista de la cara Top de la placa montada sobre el disipador de calor junto con la tapa de la caja. En la figura 4.4 se muestra la vista frontal. Como hemos visto, la caja tiene dos interruptores, uno para conectar la alimentaci´on para el microcontrolador y partes l´ogicas y el otro para conectar la alimentaci´on de los drivers de los MOSFETs del puente H. De esta forma, f´acilmente se puede apagar el puente que est´a controlando el motor, pero seguir siendo capaz de comunicar con el microcontrolador. Tambi´en es visible en la misma figura las conexiones de alimentaci´on para los drivers de los MOSFETs 12 −48V (extremo izdo.) y la conexi´on de alimentaci´on 5 −48V para el microcontrolador y las otras partes l´ogicas (parte derecha). La raz´on por la que hay s´olo una ´unica conexi´on GND es que esta conexi´on es usada como una tierra separada para el microcontrolador y las partes l´ogicas mientras que la alimentaci´on de los drivers comparten la misma tierra que la fuente normal de voltaje conectada sobre el puente, en este caso las bater´ıas. 4.1. La placa 91 Figura 4.3: Vista del extremo de la placa montada sobre el disipador de calor junto con la tapa de la caja. En la figura 4.5 muestra una vista de un lado de la caja. Las conexiones visibles son la salida del VDD (5V) y la conexi´on desde el exterior del EINT1 del microcontrolador. Estas dos conexiones son usadas por el sensor ´optico colocado para medir la velocidad. La conexi´on VDD act´ua como una fuente para el sensor ´optico y el EINT1 est´a conectado a la salida del sensor. La tierra de los sensores de velocidad tiene que ser conectada, por otra parte, a la misma conexi´on de tierra que el microcontrolador, la conexi´on GND vista en la figura 4.4. Las conexiones de la parte del puente de la placa est´an en la parte superior del disipador del calor como se puede ver en la figura 4.6 y en la figura 4.7. 92 Resultados Figura 4.4: Vista frontal de la caja para la placa del convertidor, que muestra las conexiones de alimentaci´on y de interruptores para encender el microcontrolador y el puente (ON/OFF). Figura 4.5: Vista lateral de la caja de la placa del convertidor, que muestra las conexiones para el sensor de velocidad y la salida VDD. 4.1. La placa 93 Figura 4.6: Vista de las conexiones del puente. Figura 4.7: Cables conectados al puente. 100 Resultados Figura 4.17: Parte frontal del banco de pruebas. 4.2.2. Pruebas Para las pruebas del banco la tensi´on de los drivers de los MOSFETs de la placa y la tensi´on del microcontrolador se obten´ıa de dos fuentes separadas. Esto se realiz´o con el prop´osito de no tener distorsiones desde la parte motor del circuito a la parte de control y tambi´en para para limitar la corriente en caso de que algo no funcione correctamente. El motor se aliment´o a trav´es de las bater´ıas. El software LabVIEW no se us´o para los test, ya que se quer´ıa tener un mayor control y el software escrito en LabVIEW no hab´ıa sido modificado para nuestro hardware. Sin embargo, cualquier ordenador con un programa terminal serie por ejemplo, Hyperterm para WindowsR pod´ıa ser usado. Lo que se us´o fue un port´atil usando un programa terminal llamado Realterm, esto se hizo ya que este port´atil contaba con el software necesario para compilar el c´odigo y programar el microcontrolador. La instalaci´on completa se puede observar en la figura 4.18. El principal test que se realiz´o consisti´o en el intento de arranque del motor de combusti´on interna con el motor CC y para tambi´en probar si el motor CC era capaz de regular la velocidad del motor de combusti´on interna incluso si el mismo estaba tratando de acelerar. El motor de combusti´on arranc´o sin ning´un problema y el motor CC era capaz de mantener la velocidad deseada incluso con el motor de combusti´on acelerando. El motor CC era lo suficientemente fuerte como para parar el motor de combusti´on interna si estaba tratando de acelerar demasiado. De la misma forma, se realizaron mediciones en la conexi´on desde el puente hasta el motor CC y comparando estas mediciones con las obtenidas en las simulaciones previas, se pudo comprobar que eran bastante semejantes. En la figura 4.19 se facilita una imagen de una de las mediciones y en la figura 4.20 la versi´on simulada. 4.2. El banco de pruebas 101 Figura 4.18: El banco de pruebas. Figura 4.19: Se˜nal a la salida de una de las conexiones desde el Puente hasta el motor CC. 102 Resultados Figura 4.20: Se˜nal simulada en la salida de una de las conexiones desde el Puente al motor CC. Problema Durante los primeros tests se utiliz´o una velocidad baja, 1500RPM, y no hubo ning´un problema. Cuando la velocidad a mantener era aumentada a 1800RPM y el motor de combusti´on interna trataba de acelerar, la junta entre los dos motores se da˜n´o. Esta junta no era lo suficientemente fuerte para soportar las fuerzas o las vibraciones a las que se le expuso. En la figura 4.21 los da˜nos sufridos en la junta son apreciables. La goma situada entre las partes met´alicas de la junta se calent´o en exceso y se derriti´o un poco. 4.2. El banco de pruebas 103 Figura 4.21: Junta da˜nada entre el motor CC y el motor de combusti´on interna. CAP´ ITULO 5 Conclusi´ on Una vez finalizada la tarea, se ha de valorar si el objeto inicial ha sido cumplido. El alcance del trabajo requer´ıan el desarrollo de un nuevo control y de una nueva electr´onica de potencia para el banco de pruebas. Se realiz´o ese nuevo control requerido y en cuanto a la electr´onica de potencia no fall´o en su puesta en funcionamiento final. Se realizaron mediciones de voltaje y corriente en la placa y en todos los casos ´estas se asemejaron en gran medida a los valores predichos por las simulaciones. El control PID experimental funcion´o de manera correcta. La respuesta del sistema fue lo suficientemente r´apida y s´olo se pudo apreciar un ligero valor de oscilaci´on en la velocidad, fen´omeno producido por el movimiento discontinuo del motor de combusti´on interna. Se pudo controlar la velocidad de la m´aquina C.C. actuando como motor y de esta forma se arranc´o el motor de combusti´on interna. Una vez el MACI arranca la m´aquina CC comenz´o a frenar actuando entonces como generador. Adem´as, en cada momento que el MACI era acelerado, la m´aquina CC tambi´en ten´ıa la posibilidad de aumentar su par de frenado con el fin de mantener una velocidad de referencia. En consecuencia, se puede decir que las especificaciones de trabajo se completaron totalmente. Si se observa el prop´osito general, se deb´ıa haber medido la eficiencia del motor de combusti´on interna, pero, no existi´o tiempo suficiente para integrar cada sistema de medici´on necesario en LabVIEWTMy por este motivo no se pudo completar este apartado. Sin embargo, es muy probable que el programa utilizado en el proyecto antiguo fuese m´as que suficiente para completar la tarea y quiz´as alguien lo suficientemente familiarizo con LabVIEWTMpodr´ıa completar la tarea de manera r´apida y efectiva. 105 106 Conclusi´ on 5.1. Trabajo Futuro Por lo tanto se debe plantear el trabajo futuro a realizar para conseguir que el banco de pruebas est´e completo y en su m´aximo nivel de utilidad. Adem´as de trabajar el programa LabVIEWTMser´ıa necesario cambiar la junta entre los ejes del motor de combusti´on interna y el motor el´ectrico que se deterior´o severamente durante el proceso de prueba. Ser´ıa adecuado buscar alg´un otro tipo de junta, con mejores caracter´ısticas para evitar que se produzca el mismo problema en pruebas futuras. De la misma forma, ser´ıa de gran ayuda el equilibrado de los ejes del motor CC y del motor de combusti´on interna, si ambos ejes est´an alineados la junta ser´a v´ıctima de una menor disipaci´on de calor y las especificaciones del material ser´an menos restrictivas. Finalmente, varias pruebas m´as deber´ıan ser llevadas a cabo para verificar el buen funcionamiento del banco de pruebas. S´olo se alcanzaron 1800 RPM durante las pruebas, pero el banco de pruebas deber´ıa ser capaz de trabajar a velocidades pr´oximas a las 7000 RPM. AP´ ENDICE A Medida de la capacitancia de un motor CC The inside of a DC motor can be considered as an RLC-circuit just as the one seen in figure A.1. Figura A.1: RLC. Equation A.2 gives the resonance frequency of an RLC-circuit. By rewriting A.2 to A.3 the capacitance can be found if the resonance frequency, the induction and the resistance is known. ω= 2πf (A.1) ω0=r1 LC −R2 L2(A.2) 107 108 Measurement of motor capacitance C=1 Lω2 0+R2 L (A.3) A small DC motor was setup and measurements was made on it. Figure A.1 shows the test-circuit for the first measurement. This measurement doesn’t include the capacitance that exists between the coil and the armature. Figura A.2: First measurement. The setup for measurement 2 can be seen in figure A.2 and includes the capacitance between the motor coil and the motor armature. A simplified circuit can be seen in figure A.4 109 Figura A.3: Second measurement. Figura A.4: Second measurement simplified circuit. By measuring the voltage drop over the resistor R Measure the current can be calculated. The current is then used together with the voltage drop over the terminals to calculate the impedance of the RLC-circuit. This is done for a number of different frequencies in order to get the shape of the impedance curve. These measurement points are then used to make an approximation of the function that matches the curve. The function is then used to find out at which frequency the impedance is the highest. The point with the highest impedance is the resonance frequency. A plot of the impedance of measurement 1 can be seen in figure A.5 and a plot of the impedance of measurement 2 can be seen in 116 Completed model for simulations Figura C.1: Schematic of the design. 117 Figura C.2: Speed in radians per second with a duty of 0,35 in the high-side transistor. Figura C.3: Current in the DC motor (Duty of 0,35 in the high-side transistor). 118 Completed model for simulations Figura C.4: Current in the Battery(Duty of 0,35 in the high-side transistor). Figura C.5: Total torque in the axis (Duty of 0,35 in the high-side transistor). 119 Figura C.6: Schematic of the design with turn-off snubber (Finally not implemented). AP´ ENDICE D Explicaci´ on de otras partes del dise˜ no final En este ap´endice se incluyen otras partes de la placa final no explicadas en la memoria, as´ı como informaci´on adicional del microcontrolador y su comunicaci´on. Este ap´endice es extraido del proyecto conjunto en ingl´es presentado en la Universidad de Lule˚a. 4.0.1. Measurement circuits Current measurement The circuit seen in figure D.1 shows the current measurement circuit for the U connection of the converter board. The part of the circuit inside the dashed lines also exist for the V and the GND connection, has the exact same values and are connected to the DISABLE network in the same way, so therefore only the U version is described. Current measurement is done with a device called INA201 from Texas Instruments, which is a “High-Side Measurement Current-Shunt Monitor with Open-Drain Comparator and Reference[19].” It consist of a differential voltage amplifier, with a gain of 50V/V and a common mode rejection of 100dB, and a comparator with an internal 0,6V reference. This can be seen in figure D.2. The differential voltage amplifier amplifies the small voltage drop that appear over the current shunt resistor of 0,5mΩ, seen in figure 3.9, when current is flowing through it. The amplified voltage can then be fed through the comparator. When the input voltage to the comparator goes above 0,6V the output goes high and if the reset pin of the comparator is high when this happens the output latches and will stay high until the reset pin is pulled low. The schematic in figure D.1 shows that one INA201 is used to measure the current in one direction and another INA201 for the current in the other direction. This is done by flipping the voltages at the input of the second INA201 compared to the first one. The reason for doing this is that the range of the output from the differential amplifier goes from 0V to 3,3V and a negative difference 121 122 Explicaci´ on de otras partes del dise˜ no final Figura D.1: Current measurement. at the input would result in 0V out. By using two this problem is solved. The output voltage from the differential amplifier of each INA201 is fed both to the AD-converter of the microcontroller and to the comparator. But the voltage going to the comparator is divided by using two resistors, in figure D.1 these resistors are R7 and R8, and R9 and R18. The original design used two 1KΩ resistors which means that the voltage to the comparator would be half of the output voltage from the differential amplifier. This resulted in that the comparator output would go high if the current went above 48A. That would mean that the DISABLE signal would go high and result in the MOSFET drivers being shutdown. This current was a little bit low, so the resistor values of R7, R9 and the corresponding ones in the circuits for V and GND, where changed to 2,7KΩ so that less of the voltage would end up at the comparator input. In this way the 123 Figura D.2: INA201.[19] current has to be 88,8A in order for the DISABLE signal to go high. Temperature measurement Figura D.3: Temperature measurement. 124 Explicaci´ on de otras partes del dise˜ no final In figure D.3 the simple circuit for temperature measurement is included. I consists of just a voltage division between a normal fixed resistor and a thermistor that has a resistance that depend on the temperature. The divided voltage is then fed through a low-pass filter to the AD-converter of the microcontroller. 4.0.2. Microcontroller The microcontroller used in this design is a LPC1768 from NXP with a 32-bit ARM Cortex-M3 processor that can run at speeds of up to 100MHz. The LPC1768 has amongst other things a special motor control PWM, an 8 channel 12-bit AD-converter and 4 general purpose timers.[20] This microcontroller is good enough or even more than good enough for the intended application. Communication Figura D.4: CAN circuit. The microcontroller supports CAN communication and the design includes a CAN transceiver chip that makes it possible to use CAN communication with the microcontroller. However the CAN-bus will not be used, since the original design of the testbench uses normal serial communication from the serial port of the computer to the 125 microcontroller and the fact that there are RX(receive) and TX(transmit) pins from one UART(Universal Asynchronous Receiver/Transmitter) easily accessible on the board. However to be able to communicate straight with the computer a level shifter has to be installed between the low level TTL(Transistor Transistor Logic) signals of the microcontroller and the high level RS-232 signals of the computer. There are many chips available for this type of translation but since the board is already made there’s no possibility to just add one to the design. Luckily since this is a normal problem there exist many small and cheap pre-made circuitboards with these kind of chips. A kit called Pololu 23201a, with a pre-made circuitboard and a DB-9 connector was found and purchased. Figura D.5: Pololu 23201a connected to converter board. Programming The design also has the JTAG(Joint Test Action Group) interface of the microcontroller pulled out to a connector and this will be used to program it. 4.0.3. High speed AD-converter The high speed AD-converter circuit consists of two AD7401 sigma-delta converters from Analog Devices and a quad 2-input NAND gate called MC74AC00. These can be seen in figure D.6. There is also two special voltage regulators named HT7550 from HOLTEK, one for each AD7401, that supplies them with a very stable supply voltage of 5V. These can be seen in figure D.7 132 Software 5.1.4. Load control The load control object also includes a PID-regulator object that is used in order to regulate the pulse-width sent to the leg of the converter that has the load connected. This is regulated based on the current voltage over the converter and the desired voltage. These regulations are done at a fixed time interval and is controlled by the status monitor object. 5.1.5. AD-converter The purpose of the AD-converter object is to set up the AD-converter to collect information from all of its 8 channels and store the most recent information. This collection is set up to run at a 32kHz interval. 5.1.6. Status monitor The status monitor object runs at a specified time interval and collects and monitors; the voltage over the converter, the currents through the U, V and GND connection of the converter, the temperature of the board and the speed of the motor. This object can be used to preform different tasks depending on the status of the bridge, for example every time it runs it sends the voltage over the converter to the load control object and tells it to make regulations based on that. 5.1.7. PID The PID object is an implementation of the PID algorithm explained in chapter 2 section 2.11. You setup the object with a proportional constant Kp, a intergral constant, Ki, a derivative constant, Kd, a time constant, Tm, and a high- and low-limit for the output of the controller. The derivative constant, Kd, can and will be set to zero, resulting in a PI controller. The reason to limit the output is that the output should be sent to the motor control object as a pulse-width and the pulse-width that is allowed has certain limits. It also helps to prevent wind-up of the integral part of the PID. Because if the limit it reached no more error should be added to the integral error. E.2. LabVIEW software LabVIEWTM is a software by National InstrumentsR that is designed to provide a graphical programming environment that can be used to develop advanced measurement, test and control systems in an intuitive way, using graphical icons and wires to make the program resemble a flow chart. Since most of the work done on the test-bench was to redesign the hardware, the decision was made to use the same implementation in LabVIEWTM as for the old test- 133 bench[2], only making minor modifications if needed in order to have a working testbench. Bibliograf´ıa [1] Team Baldos, “Team Baldos.” http://www.baldos.se. [2] S. Arcordh, M. Wisten, E. Str¨omberg, and J. Wikstr¨om, “F¨ordjupningskurs i mekatronik - e7019e,” tech. rep., Lule˚a University of Technology, Lule˚a, 2010. [3] N. Mohan, T. M. Undeland, and W. P. Robbins, Power Electronics: Converters, Applications and Design,. United States of America: John Wiley & Sons, Inc, third ed., 2003. [4] D. W. Hart, Introduction to Power Electronics. Upper Saddle River, NJ 07458: New Jersey, Prentice-Hall, first ed., 1997. [5] H. B¨acknert and P. Ryd´en, “Navmotor som generator,” Master’s thesis, Lule˚a University of Technology, 2009. [6] ON Semiconductor, http://www.onsemi.com, P.O. Box 5163, Denver, Colorado 80217 USA, MBR60H100CT Data Sheet, 3 ed., June 2008. [7] International Rectifiers, http://www.irf.com, 233 Kansas St., El Segundo, California 90245, USA, IR2010 Data Sheet, December 2004. [8] A. Merello, A. Rugginenti, and M. Grasso, “Using monolithic high voltage gate drivers,” Design Tip 04-4 revA, International Rectifier - IRF, http://www.irf.com, -. [9] International Rectifiers, http://www.irf.com, 233 Kansas St., El Segundo, California 90245, USA, IRFP4310Z Data Sheet, March 2008. [10] STMicroelectronics, http://www.st.com,STTH1R02 Data Sheet, 3 ed., March 2007. 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