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Abstract
El presente proyecto se ha llevado a cabo dentro del Grupo de Electrónica de Potencia y Microelectrónica, del Departamento de Electrónica y Comunicaciones, de la Universidad de Zaragoza. En concreto en las instalaciones del I3A (Instituto Universitario de Investigación en Ingeniería de Aragón) donde se ubica el grupo de investigación. El objetivo del proyecto ha sido la preparación de una plataforma de ensayos ya existente, cuyo elemento principal es un inversor trifásico de tres niveles de diodos anclados, en el que se pretenden implementar diferentes estrategias de control. En concreto, en este proyecto se ha implementado un control vectorial de corriente con modulación vectorial. La razón de investigar el comportamiento real de diferentes algoritmos de control en un inversor de estas características, es la posibilidad de generar energía eléctrica a tensiones medias, es decir 12 kV. Estos nuevos algoritmos de control posibilitan la disminución del contenido en armónicos con un mejor comportamiento ante transitorios, es decir se mejora la calidad de onda generada. Las ventajas intrínsecas consisten en eliminar los filtros y transformadores a la salida del inversor, y así mismo elevar la potencia capaz de entregar. Parámetros inalcanzables con los inversores binivel con control SPWM que se utilizan en la actualidad. Estos puntos son muy interesantes para la tecnología de los aerogeneradores por lo que el proyecto se orienta a esta aplicación en concreto. Una parte importante del proyecto ha sido la preparación de la plataforma de ensayos, por un lado se han añadido ciertas funciones al circuito de potencia y se han subsanado una serie de problemas, por otro lado se ha sustituido todo el sistema de control formado por una DSpace de Mathworks conectada a una FPGA de Xilinx, por un cRIO de la empresa National Instruments. Se llegó a un acuerdo de colaboración con National Instruments Spain para la utilización de sus dispositivos y su software, el cual nunca había sido usado dentro del grupo de investigación para lo que asistí a un curso de formación. De esta manera se pusieron de relieve tanto las ventajas como las desventajas de este dispositivo y de su forma de programación para la realización de prototipado rápido. El objetivo de esta colaboración ha sido informar a National Instruments de las capacidades de sus dispositivos para aplicaciones de electrónica de potencia, informándoles de nuestras necesidades, y del comportamiento de su sistema conforme avanzaba el proyecto. Por otro lado se evaluó tanto el hardware como el software para su uso en proyectos futuros en aplicaciones dentro del campo de la electrónica de potencia. Otra parte del proyecto, consistió en simular en Matlab Simulink los algoritmos que conformaban un control vectorial de corriente con modulación vectorial, desarrollado por el director de este proyecto. Se implementaron en un cRIO, el cual tuvo que ser programado en tres lenguajes de programación diferentes, LabView, código c, y lenguaje VHDL. Una vez que se tuvo la plataforma y el control en condiciones óptimas, se realizaron ensayos experimentales en los que se comprobó el funcionamiento del modulador y el control completo con una carga pasiva a la salida del inversor. El último ensayo consistió en conectar la salida del inversor a la red trifásica, y controlar el intercambio de potencia activa y reactiva con la red eléctrica. Canal Barquero, José Ramiro; Oyarbide Usabiaga, Estanislao
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RepositoriodelaUniversidaddeZaragoza–Zaguanhttp://zaguan.unizar.es ProyectoFindeCarrera ControldePotenciadeunInversorTrinivel conectadoared Autor JoséRamiroCanalBarquero Director EstanislaoOyarbideUsabiaga DepartamentodeIngenieríaElectrónicayComunicaciones EscueladeIngenieríayArquitectura Zaragoza,Septiembre2012
Agradecimientos: En primer lugar, me gustaría agradecerles a mi familia y amigos la dedicación, ánimo y apoyo recibido durante todos estos años. En especial a mis padres, mi hermana, Sergio, Dani, Fernando, David, Elena, Lorena, Ana, Gregorio, Francisco. Por otro lado, agradecerle a mis compañeros de laboratorio el que me hayan brindado su amistad y ayuda. A Rubén, Javi, Sylvia, William, Carlos Eduardo, Sonia, Iván Elizondo, Luis, Iván Herranz, David, Pani. Por último agradecerle al director del proyecto, Estanis, a Pilar, Carlos y Abelardo su ayuda, apoyo y la gran cantidad de conocimiento que me han trasmitido.
Control de potencia de inversor trinivel conectado a la red RESUMEN El presente proyecto se ha llevado a cabo dentro del Grupo de Electrónica de Potencia y Microelectrónica, del Departamento de Electrónica y Comunicaciones, de la Universidad de Zaragoza. En concreto en las instalaciones del I3A (Instituto Universitario de Investigación en Ingeniería de Aragón) donde se ubica el grupo de investigación. El objetivo del proyecto ha sido la preparación de una plataforma de ensayos ya existente, cuyo elemento principal es un inversor trifásico de tres niveles de diodos anclados, en el que se pretenden implementar diferentes estrategias de control. En concreto, en este proyecto se ha implementado un control vectorial de corriente con modulación vectorial. La razón de investigar el comportamiento real de diferentes algoritmos de control en un inversor de estas características, es la posibilidad de generar energía eléctrica a tensiones medias, es decir 12 kV. Estos nuevos algoritmos de control posibilitan la disminución del contenido en armónicos con un mejor comportamiento ante transitorios, es decir se mejora la calidad de onda generada. Las ventajas intrínsecas consisten en eliminar los filtros y transformadores a la salida del inversor, y así mismo elevar la potencia capaz de entregar. Parámetros inalcanzables con los inversores binivel con control SPWM que se utilizan en la actualidad. Estos puntos son muy interesantes para la tecnología de los aerogeneradores por lo que el proyecto se orienta a esta aplicación en concreto. Una parte importante del proyecto ha sido la preparación de la plataforma de ensayos, por un lado se han añadido ciertas funciones al circuito de potencia y se han subsanado una serie de problemas, por otro lado se ha sustituido todo el sistema de control formado por una DSpace de Mathworks conectada a una FPGA de Xilinx, por un cRIO de la empresa National Instruments. Se llegó a un acuerdo de colaboración con National Instruments Spain para la utilización de sus dispositivos y su software, el cual nunca había sido usado dentro del grupo de investigación para lo que asistí a un curso de formación. De esta manera se pusieron de relieve tanto las ventajas como las desventajas de este dispositivo y de su forma de programación para la realización de prototipado rápido. El objetivo de esta colaboración ha sido informar a National Instruments de las capacidades de sus dispositivos para aplicaciones de electrónica de potencia, informándoles de nuestras necesidades, y del comportamiento de su sistema conforme avanzaba el proyecto. Por otro lado se evaluó tanto el hardware como el software para su uso en proyectos futuros en aplicaciones dentro del campo de la electrónica de potencia. Otra parte del proyecto, consistió en simular en Matlab Simulink los algoritmos que conformaban un control vectorial de corriente con modulación vectorial, desarrollado por el director de este proyecto. Se implementaron en un cRIO, el cual tuvo que ser programado en tres lenguajes de programación diferentes, LabView, código c, y lenguaje VHDL. Una vez que se tuvo la plataforma y el control en condiciones óptimas, se realizaron ensayos experimentales en los que se comprobó el funcionamiento del modulador y el control completo con una carga pasiva a la salida del inversor. El último ensayo consistió en conectar la salida del inversor a la red trifásica, y controlar el intercambio de potencia activa y reactiva con la red eléctrica.
1 Índice 1 Introducción ................................................................................................................... 7 1.1 Antecedentes ........................................................................................................... 7 1.2 Topología de Inversores ......................................................................................... 8 1.3 Inversor Trinivel NPC (Neutral Point Clamped) ................................................... 9 1.4 Objetivos ............................................................................................................... 10 2 Control de potencia de sistemas conectados a la red eléctrica .................................... 13 2.1 Introducción .......................................................................................................... 13 2.2 Sistemas de coordenadas de Clark y Park ............................................................ 13 2.3 Potencia instantánea ............................................................................................. 14 2.4 Diseño del control de potencia ............................................................................. 16 2.5 PLL (Phase-Locked Loop) ................................................................................... 23 2.6 Estructura final del control de potencia ................................................................ 24 3 Modelado del control de potencia en un inversor Trinivel NPC ................................. 25 3.1 Descripción del modelo ........................................................................................ 25 3.2 Sistema a controlar ............................................................................................... 26 3.2.1 Inversor trinivel NPC .................................................................................... 26 3.3 Control de potencia ............................................................................................... 27 3.3.1 PLL ................................................................................................................ 27 3.3.2 Lazo interno de control de corriente .............................................................. 28 3.3.3 Lazo externo de control de potencia .............................................................. 28 3.3.4 Modulador ..................................................................................................... 29 3.4 Medida de potencia ............................................................................................... 30 3.5 Resultados de las simulaciones ............................................................................ 31 4 Modulación Vectorial .................................................................................................. 35 4.1 Introducción .......................................................................................................... 35 4.2 Representación de los estados del inversor .......................................................... 35 4.2 Determinación del estado de los interruptores ..................................................... 36 4.3 Determinación de los sectores .............................................................................. 37 4.4 Proceso de cálculo ................................................................................................ 38 5 Plataforma de ensayos ................................................................................................. 39 5.1 Descripción de la plataforma ................................................................................ 39 5.2 Inversor trifásico trinivel NPC de Semikron ........................................................ 41 5.3 Circuito de potencia .............................................................................................. 41 5.3.1 Modos de alimentación .................................................................................. 45 5.3.2 Circuito de mando ......................................................................................... 46
2 5.3.3 Circuito de señalización................................................................................. 48 5.3.4 Protecciones ................................................................................................... 49 5.4 Sistema de control ................................................................................................ 49 5.4.1 Cadena de control .......................................................................................... 51 6 Programación del control ............................................................................................ 53 6.1 Arquitectura del sistema de control ...................................................................... 53 6.2 Programación de la FPGA .................................................................................... 55 6.2.1 Transferencia de datos ................................................................................... 55 6.2.2 Modulador ..................................................................................................... 56 6.2.3 Inclusión de tiempos muertos ........................................................................ 60 6.2.4 Sincronización del sistema ............................................................................ 60 6.3 Programación del controlador RT ........................................................................ 61 6.3.1 Descripción del programa .............................................................................. 61 6.3.2 Modulación vectorial ..................................................................................... 63 7 Ensayos experimentales ............................................................................................... 65 7.1 Descripción de los ensayos ................................................................................... 65 7.2 Ensayo experimental del modulador .................................................................... 65 7.2.1 Circuito de potencia ....................................................................................... 65 7.2.2 Control ........................................................................................................... 67 7.2.3 Resultados del ensayo experimental del modulador ..................................... 69 7.3 Ensayo experimental del control de corriente ...................................................... 70 7.3.1 Control de corriente ....................................................................................... 70 7.3.2 Resultados del ensayo experimental del control de corriente........................ 71 8 Resultados .................................................................................................................... 75 8.1 Ensayo experimental intercambiando potencia con la red eléctrica ..................... 75 8.2 Montaje ................................................................................................................. 75 8.3 Sistema de control ................................................................................................ 77 8.4 Resultados ............................................................................................................. 78 8.5 Transitorios ........................................................................................................... 81 9 Conclusiones ................................................................................................................ 85 10. Bibliografía ............................................................................................................... 87 11. Anexos ...................................................................................................................... 89 1 Transformadas de Clark y Park .............................................................................. 91 2 Proceso de construcción de los modelos ................................................................. 97 3 Inyección del tercer armónico ............................................................................... 125 4 Protocolo de ensayos ............................................................................................ 129 5 Circuito de mando de contactores electromecánicos ............................................ 137
3 6 Características de la plataforma de ensayos ......................................................... 145 7 Sistema de Adquisición de datos .......................................................................... 153 8 Ensayos de velocidad del dispositivo NI sbRIO 9631 .......................................... 157 9 Resultados ............................................................................................................. 161
4 I. FIGURAS FIG.1.ESQUEMATÍPICODECONEXIÓNDEUNAEROGENERADORALAREDELÉCTRICA.....................................................7 FIG.2.TOPOLOGÍADEUNINVERSORBINIVEL..........................................................................................................8 FIG.3.MPC(MULTI‐POINT‐CLAMPEDCONVERTER)DE5NIVELES.............................................................................9 FIG.4.TOPOLOGÍADEUNINVERSORTRINIVELNPC...............................................................................................10 FIG.5.PLATAFORMADEENSAYOS......................................................................................................................11 FIG.6.ESQUEMAGENERALDEUNCONVERTIDOR..................................................................................................13 FIG.7.SISTEMASDEREFERENCIAABC,DQYALFA‐BETA...........................................................................................13 FIG.8.SISTEMADECOORDENADASDEPARK.........................................................................................................14 FIG.9.CAMBIODECOORDENADASAΑLFA‐BETA....................................................................................................14 FIG.10.ESQUEMAINICIALDELCONTROL.............................................................................................................16 FIG.11.ESQUEMADELCONTROL.......................................................................................................................17 FIG.12.DIAGRAMADEBLOQUESDELASECUACIONESDEDEFINICIÓN........................................................................19 FIG.13.DIAGRAMADEBLOQUESDELAPLANTA,CONCONTROLBASADOENREALIMENTACIÓNYPROPORCIONALINTEGRAL..19 FIG.14.LUGARDELASRAÍCESDELSISTEMA,TI=0.001...........................................................................................20 FIG.15.CORRIENTEDIRECTAYCORRIENTEDECUADRATURA....................................................................................21 FIG.16.DIAGRAMADEBLOQUESDELSISTEMACONCOMPENSACIÓNDEPERTURBACIONESYDELACOPLAMIENTOCRUZADO.21 FIG.17.CORRIENTEDIRECTAYCORRIENTEDECUADRATURA....................................................................................22 FIG.18.DIAGRAMADEBLOQUESDELSISTEMAACONTROLAR,CONUNLAZOINTERNODECONTROLDECORRIENTEYUNO EXTERNODECONTROLDEPOTENCIA..........................................................................................................23 FIG.19.DIAGRAMADEBLOQUESDELCONTROLPLL..............................................................................................23 FIG.20.FUNCIONAMIENTODELAPLL................................................................................................................24 FIG.21.ESTRUCTURADELCONTROLDEPOTENCIA.................................................................................................24 FIG.22.MODELODELSISTEMACONSTRUIDOENMATLAB/SIMULINK........................................................................25 FIG.23.MODELODELSISTEMAACONTROLARCONSTRUIDOCONPLECS.....................................................................26 FIG.24.MODELODELINVERSORTRINIVELNPCCONSTRUIDOCONPLECS..................................................................27 FIG.25.ESQUEMADEFUNCIONAMIENTOYDIAGRAMADEBLOQUESDELAPLL...........................................................27 FIG.26.DIAGRAMADEBLOQUESDELCONTROLVECTORIALDECORRIENTE..................................................................28 FIG.27.DIAGRAMADEBLOQUESDELCONTROLDEQ.............................................................................................29 FIG.28.DIAGRAMADEBLOQUESDELMODULADORSPWM....................................................................................30 FIG.29.MODULACIÓNYSEÑALESDEDISPARODELASTRESFASESDELINVERSOR3LNPC.............................................30 FIG.30.DIAGRAMADEBLOQUESDELAMEDIDADEPOTENCIA.................................................................................31 FIG.31.RESULTADOSDELASIMULACIÓN.............................................................................................................32 FIG.32.ESTADODECADARAMADELINVERSORPARAELVECTOR(1,2,0)..................................................................35 FIG.33.REPRESENTACIÓNENCOORDENADASΑLFA‐BETADELOSVECTORESDETENSIÓNALASALIDADELINVERSOR...........36 FIG.34.VECTORDEREFERENCIAE*DENTRODELAREPRESENTACIÓNVECTORIALDEESTADOSDELINVERSOR.....................37 FIG.35.REPRESENTACIÓNVECTORIALDELOSVECTORESDEESTADODIVIDIDAENSECTORESYSEXTANTES.........................38 FIG.36.PLATAFORMADEENSAYOS....................................................................................................................40 FIG.37.ESQUEMADELINVERSORTRINIVELNPC...................................................................................................41 FIG.39.ESQUEMADELCIRCUITODEPOTENCIA.....................................................................................................44 FIG.40.MODOSDEALIMENTACIÓNDELINVERSORTRINIVELNPC............................................................................45 FIG.41.ESQUEMADELCIRCUITODEMANDO........................................................................................................47 FIG.42.ESQUEMADELSISTEMADEPRECARGAYDESCARGADELOSCONDENSADORES..................................................48 FIG.43.ESQUEMADELCIRCUITODESEÑALIZACIÓN...............................................................................................49 FIG.44.NISBRIO9631..................................................................................................................................50 FIG.45.CRIO9024CONCHASISNI9101YMÓDULOSNI9205YNI9403.............................................................51 FIG.46.CADENADECONTROL...........................................................................................................................51 FIG.47.CRIO................................................................................................................................................53 FIG.48.ARQUITECTURADEFUNCIONAMIENTODELCONTROL..................................................................................54 FIG.49.ARQUITECTURADELCOMPACTRIO.........................................................................................................54 FIG.50.ESTRUCTURADELAFPGA.....................................................................................................................55 FIG.51.PROGRAMAIMPLEMENTADOENLAFPGA................................................................................................56 FIG.52.MODULADORPROGRAMADOENXILINXISE10.1......................................................................................57 FIG.53.SIGNIFICADODELASECUENCIA000001...................................................................................................58 FIG.54.COMPARACIÓNENTRELASEÑALPORTADORAYLOSTIEMPOSDEAPLICACIÓN...................................................59
1 Introducción 11 Fig. 5. Plataforma de ensayos.
1 Introducción 12
2 Control de potencia de sistemas conectados a la red eléctrica 13 2 Control de potencia de sistemas conectados a la red eléctrica 2.1 Introducción En esta sección se va a describir el tratamiento matemático utilizado para la obtención de un control de potencia para inversores conectados a la red eléctrica (Fig. 6). El objetivo final, es obtener un sistema dinámico en el cual se pueda absorber o ceder potencia activa y reactiva, de tal forma, que dada la consigna de potencia, el sistema reaccione con un régimen transitorio muy breve. Fig. 6. Esquema general de un convertidor. 2.2 Sistemas de coordenadas de Clark y Park Para el diseño del control de potencia es necesario pasar de la descripción de fasores eléctricos abc a dos sistemas de coordenadas diferentes (Fig. 7). Los sistemas de referencia utilizados son el de Clark o Concordia (αβ) y el de Park (dq). En el anexo 1 se tiene una descripción más detallada de ambos sistemas de referencia. Fig. 7. Sistemas de referencia abc, dq y αβ. El modelo referencial de Clark o Concordia es un sistema de coordenadas que se basa en dos ejes, α y β, la base es estática, por lo que el vector de tensión o de intensidad transformado gira a la frecuencia de red. Sus componentes se proyectan sobre los ejes α y β. El sistema de coordenadas de Park (dq) es una referencia en la que los vectores directores giran a la frecuencia de red pudiéndose alinear como se necesite (Fig. 8). En éste caso el vector director (d) se alinea con el vector de tensión, y la variable X se corresponde con el vector de intensidad, por lo que la componente en la dirección cuadratura (Xq) es una medida del desfase entre la tensión y la intensidad.
2 Control de potencia de sistemas conectados a la red eléctrica 14 Fig. 8. Sistema de coordenadas de Park. Cada referencia es adecuada para un tipo de control. El sistema de referencia dq se utiliza en el control de potencia vectorial. Sin embargo, la modulación vectorial se basa en el sistema de referencia αβ. 2.3 Potencia instantánea Para controlar la potencia, se calcula la potencia activa y reactiva intercambiada en componentes αβ (Fig. 9). Se parte de los dos fasores eléctricos que definen la posición y amplitud de la corriente y la tensión. Fig. 9. Cambio de coordenadas a αβ. Partiendo de un sistema simétrico y equilibrado, la potencia aparente se define como: 22 22 VVV III VIS (2) Así tenemos que: ))(( 2222 VVIIS (3) La potencia activa se puede calcular según el siguiente desarrollo: cos SP (4) X θ Xd Xq d q
2 Control de potencia de sistemas conectados a la red eléctrica 15 El cosθ se calcula en función de sus componentes αβ. sinsincoscos)cos(cos (5) 22 cos II I 22 sin II I (6) 22 cos VV V 22 sin VV V (7) ))(( ))(( cos 2222 2222 22222222 VVII VVII VV V II I VV V II I (8) Por último, se tiene que la potencia activa en coordenadas αβ se define como: ))(( ))((cos 2222 2222 VVII IVIVI VVIISP (9) VIVIP (10) La potencia reactiva se calcula en componentes αβ como: 22 PSQ (11) 22222 22222222222222222 )()2( )2()())(( VIVIVIVIVIVI VIVIVIVIVIVIVIVIVIVIVVIIQ (12) VIVIQ (13) Estas expresiones dan como resultado la misma potencia activa, y reactiva que los fasores eléctricos en el sistema de coordenadas abc, siempre que la amplitud de los fasores sea la misma entre sí, y su desfase relativo θ sea el mismo. Además, se ha de utilizar la transformada de Clark que conserva la potencia, es decir el factor K ha de ser 3 2 K .
2 Control de potencia de sistemas conectados a la red eléctrica 16 Las expresiones que definen la potencia en función de las coordenadas de Clark son: )()()()()( )()()()()( tvtitvtitq tvtitvtitp (14) Con las componentes de Clark se obtiene lo que se denomina potencia instantánea activa p(t), y reactiva q(t). Estos valores de potencia instantánea son los valores que se intercambiaría en el sistema a lo largo de un periodo, si este estado instantáneo se mantuviera. Son predicciones del comportamiento energético del sistema en caso de que la situación se mantenga invariante. Esto permite implementar estrategias de control para llegar al régimen permanente, sin tener que esperar a realizar mediciones a lo largo de un ciclo completo, por lo tanto, reduciendo sensiblemente el estado transitorio del sistema. i i vv vv q p Akagi et al. (15) 2.4 Diseño del control de potencia Para diseñar el control se parte de un sistema genérico, formado por fuentes de tensión controladas, tras las que se tienen unas inductancias conectadas a la red eléctrica (Fig. 10). Fig. 10. Esquema inicial del control. Las entradas del control son los valores de corriente y tensión medidos tras las inductancias, que son transformados del sistema de referencia abc a coordenadas dq. La respuesta en tensión Edq generada en el control, se transforma en coordenadas abc, que es la tensión que deben proporcionar las fuentes de tensión para llevar el sistema al estado de intercambio energético deseado (Fig. 11).
2 Control de potencia de sistemas conectados a la red eléctrica 17 Fig. 11. Esquema del control. A partir de este esquema se modeliza el sistema con sus ecuaciones de definición. Las corrientes que circulan por las inductancias se pueden calcular de la siguiente forma: c b a c b a c b a v v v e e e L i i i dt d1 (16) La transformada de Park se define como: )32sin()32sin()sin( )32cos()32cos()cos( ttt ttt K x x q d c b a x x x (17) Derivando con respecto al tiempo se tiene: c b a c b a q d x x x dt d ttt ttt K x x x ttt ttt K dt d x x dt d )32sin()32sin()sin( )32cos()32cos()cos( )32sin()32sin()sin( )32cos()32cos()cos( (18) c b a c b a q d x x x dt d ttt ttt K x x x ttt ttt K x x dt d )32sin()32sin()sin( )32cos()32cos()cos( )32cos()32cos()cos( )32sin()32sin()sin( (19) Teniendo en cuenta la transformada de Park: c b a d q q d x x x dt d ttt ttt K x x x x dt d )32sin()32sin()sin( )32cos()32cos()cos( (20)
2 Control de potencia de sistemas conectados a la red eléctrica 18 En este caso la variable x es la corriente i: c b a d q q d i i i dt d ttt ttt K i i i i dt d )32sin()32sin()sin( )32cos()32cos()cos( (21) Las variables de estado se caracterizan por su derivada con respecto al tiempo. Se comprueba que la transformada de Park de las variables de estado no es igual a la simple transformada de Park de las ecuaciones de estado. Aparece un término de acoplamiento cruzado. Teniendo en cuenta la ecuación inicial: c b a c b a c b a v v v e e e L i i i dt d1 (22) Se obtiene: d q q d q d q d i i v v L e e L i i dt d 11 (23) Esta ecuación define el sistema que se desea controlar. El último término de la ecuación es un acoplamiento cruzado característico de la transformada de Park. Esto se debe a que en la referencia de Park los vectores directores se encuentran girando a la frecuencia de red. Realizando una descripción en bloques se obtiene la planta o el sistema a controlar. Este sistema es inestable con un polo en el origen para cada una de las ecuaciones, las variables Vd, Vq son en realidad perturbaciones del sistema (Fig. 12).
2 Control de potencia de sistemas conectados a la red eléctrica 19 Fig. 12. Diagrama de bloques de las ecuaciones de definición. Se comienza el diseño del control introduciendo una realimentación con un proporcional integral (Fig. 13). Fig. 13. Diagrama de bloques de la planta, con control basado en realimentación y proporcional integral. s ki kp Tis Tisk PI )1( (24)
2 Control de potencia de sistemas conectados a la red eléctrica 20 Los parámetros del proporcional integral (24) se ajustan atendiendo al lugar de las raíces del sistema. Para Ti=0,001 se tienen dos polos en el origen y un cero que puede desplazarse hacia la izquierda reduciendo el valor del parámetro Ti. Aumentando la ganancia k podemos desplazar los polos desde el origen hacia una posición que corresponda con un segundo orden críticamente amortiguado con un cero (Fig. 14). Fig. 14. Lugar de las raíces del sistema, Ti=0.001. Se implementa el sistema en Matlab/Simulink y se analiza su comportamiento ante una consigna id* e iq*. La consigna es un escalón de amplitud unidad en t=0.02 s para id*, y en t=0.04 s para iq*. Así mismo, se introducen dos escalones de amplitud unidad en t=0.06 s para las variables Vd y Vq, y así comprobar que el control anula estas perturbaciones (Fig. 15). Parámetros de simulación: L=0.01; f_red=50; w=2*pi*f_red; kp=20; ki=20000; Vmax=inf;
3 Modelado del control de potencia en un inversor Trinivel NPC 27 Fig. 24. Modelo del inversor trinivel NPC construido con Plecs. 3.3 Control de potencia El control de potencia está formado por un lazo interno de control de corriente y uno externo de potencia. A continuación se describen los diferentes bloques que componen el control. 3.3.1 PLL En este bloque se mide la fase de red, para lo que se alinea el vector d del sistema de coordenadas de Park con la variable Vd. Se introduce un ángulo ˆ estimado en el bloque de transformación, que proviene de una realimentación con un proporcional integral (Fig. 25). Así se obtiene el ángulo ˆ necesario para alinear el vector director d de las coordenadas de Park con la componente Vd de tensión. De esta forma se mantiene el eje d alineado con la fase de la red es decir ˆ . Fig. 25. Esquema de funcionamiento y diagrama de bloques de la PLL. El ángulo θ obtenido, es utilizado para realizar los cambios de base que se necesiten en el sistema.
3 Modelado del control de potencia en un inversor Trinivel NPC 28 3.3.2 Lazo interno de control de corriente El control de corriente está formado por dos proporcionales integrales con anti wind-up, uno se encarga de la componente directa de la intensidad (id), el otro de la componente de cuadratura (iq). Cada PI se alimenta con el valor medido y la referencia deseada, calculándose los valores a introducir en el sistema. Antes de introducir estos valores se realiza la compensación de las perturbaciones y el acoplamiento cruzado que son características del sistema a controlar (Fig. 26). Fig. 26. Diagrama de bloques del control vectorial de corriente. Al implementar el control, se añade un nivel de saturación de un valor de 3Vdc . Este valor se corresponde con la máxima tensión que el inversor es capaz de generar. El nivel de saturación ha de afectar a la amplitud de la tensión Eabc, por lo que es necesario obtener el módulo de la misma, introducir el nivel de saturación y volver a transformarla al sistema dq. 3.3.3 Lazo externo de control de potencia El control de potencia está formado por un bloque de equilibrado de la tensión del bus de continua y un bloque de control de potencia reactiva. En esta parte del sistema se generan las consignas id* e iq*. La consigna id* se genera a partir de un proporcional integral, en el que se introduce la tensión medida del bus de continua y la consigna de tensión a la que se desea que permanezca. El sistema absorberá o cederá la potencia activa necesaria para mantener este valor de tensión. El valor de iq* se obtiene a partir de la consigna de potencia reactiva Q* que se introduzca. Para ello es necesario obtener la relación entre iq* y vd. Partiendo de la transformada de coordenadas αβ a dq. q d X X X X cossin sincos (27)
3 Modelado del control de potencia en un inversor Trinivel NPC 29 qd qd iii iii cossin sincos (28) Ya que Vq=0, puesto que el vector de tensión se alinea con el vector director d de las coordenadas de Park. d d vv vv sin cos (29) Utilizando la definición de potencia reactiva instantánea. i i vv vv q p Akagi et al. (30) qddqdqd qddqdd iviViViV iiviivivivQ )cos(sincossin )cos(sincos)sin(cossin 2222 (31) Por lo tanto la consigna iq* se puede calcular como: d q v Q i * * (32) En el bloque de control de potencia reactiva se introduce el valor de consigna. Para evitar problemas en simulación es necesario introducir una señal de offset y un nivel de saturación. En el caso de trabajar con potencias es necesario que el factor de conversión de Park sea 32Ky el valor de Vd que llega al bloque se ha obtenido con un factor de 32K de conservación de amplitud, es necesario multiplicar la señal Vd por 23 , y a su vez el valor de iq* se debe multiplicar por 32 (Fig. 27). Fig. 27. Diagrama de bloques del control de Q. 3.3.4 Modulador La modulación SPWM se basa en comparar una señal de referencia sinusoidal (moduladora de frecuencia no elevada) con una o varias señales de frecuencia superior a la moduladora, para la generación de las órdenes de disparo de los dispositivos de conmutación.
3 Modelado del control de potencia en un inversor Trinivel NPC 30 La tensión Edq se transforma al sistema Eabc, tras lo que se divide entre la mitad de la tensión de consigna del bus de continua. A continuación se inyecta el tercer armónico (Anexo 3), obteniendo una señal que varía entre [1,-1] (Fig. 28). Para generar las señales de disparo, se compara esta señal sinusoidal a 50 Hz con dos señales portadoras triangulares, con forma de diente de sierra y a una frecuencia sw f dada (Fig. 29). Fig. 28. Diagrama de bloques del modulador SPWM. Modulación: Señales de disparo: Fig. 29. Modulación y señales de disparo de las tres fases del inversor 3L NPC. La portadora de 0 a 1 domina los disparos de los dos IGBT’s que se encuentran en la parte superior de cada rama. La portadora de -1 a 0 dispara los IGBT’s que se encuentran en la parte inferior de cada una de las ramas del inversor. En los ensayos experimentales se emplea un modulador vectorial descrito en el capitulo 4 de esta memoria. 3.4 Medida de potencia En este bloque se calculan las potencias instantáneas que intercambia el sistema. Para ello se realiza la transformada de Clark y se aplican las ecuaciones de Akagi (Fig.30).
3 Modelado del control de potencia en un inversor Trinivel NPC 31 Fig. 30. Diagrama de bloques de la medida de potencia. 3.5 Resultados de las simulaciones Para las simulaciones, el modelo del inversor trinivel NPC se ajusta a una frecuencia de conmutación de 5 kHz. En el lado de continua se sitúan dos condensadores de 4400 μF, con una resistencia de 13,5 kΩ en paralelo. En el lado de red se tiene una inductancia de 10 mH por fase. Los dos proporcionales integrales del control de corriente se ajustan con Kp=20 y Ki=20000, mientras que el PI de la PLL se ajusta con Kp=10, Ki=10. El control de tensión del bus dc se ajusta con Kp=10, Ki=1000. Se establece una tensión eficaz de fase de red de 230 V. La tensión de consigna del bus de continua es de 750 V y los niveles de saturación de 433 V. Parámetros de simulación: %ini_inversor_trifasico_trinivel %Fuente de intensidad con pulsos de 15 A % Red trifásica V_red=230*sqrt(2); % 230 Vrms f_red=50; w_red=2*pi*f_red; % Circuito equivalente red R_red=1; % Inversor V_bus=750; L_filtro=10e-3; fsw=5e3; Vdirecta_diodo=1.35; Ron_diodo=0.0013; %Condensadores C=4400e-6; Vinicial=V_bus/2; RH=13500; RL=13500; % Parámetros Cadena de Control % PLL KpPLL=10; KiPLL=10; KdPLL=0; w0_PLL=w_red; %Initial pulsation (rad/sec) %Control de corriente kp_d=20; ki_d=20000; kd_d=0; Ia0_d=0; kp_q=20; ki_q=20000; kd_q=0; Ia0_q=0; % Referencias Vfase_ref=V_red; V_max=V_bus/sqrt(3); Vbusref=V_bus; % Sintonia PI tensión kp_V=10; ki_V=1000; Idmax=100;
3 Modelado del control de potencia en un inversor Trinivel NPC 32 En la figura 31 se pueden observar los valores obtenidos para las tensiones de fase a la salida del inversor (Vabc), las corrientes en las líneas (Iabc), la tensión del bus de continua (Vdc) y las potencias intercambiadas por el sistema con la red trifásica p(t) y q(t). Fig. 31. Resultados de la simulación. El generador y la etapa de conversión AC/DC del sistema real son equivalentes a una fuente de intensidad controlada (Icarga), que alimenta el bus de tensión continua. Esta fuente genera pulsos de 15 A. Se observa que cuando se introduce esta corriente, el inversor entrega potencia activa a la red. Cuando la fuente se encuentra en el nivel de 0 A, el sistema ha de mantener la tensión de consigna del bus de continua, por lo que en algunos casos ha de absorber potencia activa de la red. Con respecto a la potencia reactiva, se mantiene a 0 VAr hasta que a los 0.01 s se introduce un pulso de consigna con un valor -10 KVAr. A los 0.08 s el valor de la consigna vuelve a 0 VAr hasta que a los 0.11 se tiene de nuevo una consigan de -10 KVAr.
3 Modelado del control de potencia en un inversor Trinivel NPC 33 Se puede observar que el sistema alcanza la consigna de potencia reactiva, y a su vez intercambia la potencia activa necesaria para mantener el bus de tensión continua controlado. En resumen, el sistema cede o absorbe potencia activa en función de la energía que le sea entregada por el generador eléctrico, de esta forma se mantiene el bus de continua equilibrado. A su vez el sistema es capaz de intercambiar la potencia reactiva que se desee en cada momento con la red.
3 Modelado del control de potencia en un inversor Trinivel NPC 34
4 Modulación Vectorial 35 4 Modulación Vectorial 4.1 Introducción Una vez calculadas las tensiones de fase (Ea, Eb y Ec), necesarias para llevar el sistema al intercambio de potencia deseado (Capítulo 2), se ha de actuar sobre el sistema físico. En este caso se conmutan interruptores de estado sólido (IGBT’s) de un inversor trinivel NPC. El objetivo del modulador vectorial es la selección óptima de la secuencia de vectores de tensión del inversor y de sus tiempos de aplicación, de manera que las tensiones reales de salida sean iguales a las calculadas. 4.2 Representación de los estados del inversor La modulación vectorial se basa en la representación gráfica de todos los posibles estados de tensión a la salida del inversor. Esta representación se hace en coordenadas estáticas de Clark (αβ). Utilizando éste sistema de referencia, cada posible estado del inversor es representado mediante un único vector de tensión. Este vector se identifica mediante tres componentes con un rango de 0-2. La primera componente es la tensión de salida de la rama (a), la segunda, la tensión de salida de la rama (b) y la tercera, la tensión de salida de la rama (c) (Fig. 32). El significado de los valores de los componentes de los vectores de tensión es: 1: Tensión de salida igual a la mitad de la tensión total del bus de tensión continua. 2: Tensión de salida igual a la tensión total del bus de tensión continua. 0: Tensión de salida nula. Fig. 32. Estado de cada rama del inversor para el vector (1, 2, 0).
4 Modulación Vectorial 36 En la modulación vectorial o Space Vector Modulation, cada uno de los posibles estados de salida del inversor se representan mediante un vector de tensión, y el conjunto de los vectores configura un diagrama vectorial de tensiones del inversor. La representación gráfica esta formada por 27 estados, ya que el inversor trinivel NPC puede tener tres valores de tensión en cada una de sus tres ramas. Sin embargo, sólo existen 19 vectores con valores de tensión diferentes ya que algunos vectores tienen el mismo valor (Fig. 33). Fig. 33. Representación en coordenadas αβ de los vectores de tensión a la salida del inversor. 4.2 Determinación del estado de los interruptores La tensión de salida deseada se expresa como un vector de referencia o modulación (e*) dentro del diagrama vectorial de tensiones. Este vector es el resultado de la transformada de Clark sobre Ea, Eb, y Ec. Todo el sistema trifásico queda sustituido por e*, que gira a frecuencia de red, y cuya amplitud es la de las tres tensiones de fase deseadas. El giro del vector de referencia se discretiza en cada periodo de conmutación. En cada periodo se debe generar el vector de referencia e* a partir de los vectores del diagrama vectorial. Dado que cada vector de modulación discretizado no tiene por qué coincidir con ningún vector de estado, se han de utilizar varios vectores de estado para que la resultante se aproxime a la referencia e*. Por lo que se calculan los tiempos de aplicación de los vectores de estado para que la salida se aproxime lo más posible al vector de modulación e*. En la selección de los vectores de estado se usa la estrategia NTV ( Nearest Three Vectors). Se eligen los tres vectores de estado más cercanos al vector de referencia e* (Fig. 34). Con esta selección se obtiene un espectro armónico reducido en la corriente de salida, y el cálculo de los tiempos de aplicación tiene solución exacta.
5 Plataforma de ensayos 43 Por razones de seguridad, se ha añadido una toma monofásica para proporcionar un suministro de energía independiente a elementos que antes se encontraban conectados en el circuito de potencia. De esta forma, se garantiza su protección ante sobretensiones y sobreintensidades, las cuales pueden darse en los diferentes ensayos. A continuación se muestra un esquema del circuito de potencia (Fig. 39).
5 Plataforma de ensayos 44 Fig. 39. Esquema del circuito de potencia. X LSC LSALSB 10 mH Rp1 (330 Ω) R1 R3 R2 R4 LR NR I1 N1L1 NI1 I2 NI2 LL NN K62 K61 4A2N MG D1 RRA RRC B2 E2E1 N L L N A1 Fusible 32A 690V VOL0+EVX - + 0 V0L- Rectificador Trifásico Temporizador 47 ohm VB+ VB- K51 K53 Vn IA IB IC K45 K41 K46K42 IDC DIF 40 A V BUS + V BUS - P34 P22 P32 P24 P33 P31 P23 P21 T12 T11 T13 T21 T23 VM1 N L1 K21 K22 K52 K13K11 P14 P12 P15P11 K36K32 K31 K35 VT4 VT5 VT1 VT3VT2 K7 K71 K75 K72 K76 L1 L3 N LR LR L1 L3 N R S T NI cRIO-9024 L2 Circuito de Señalización Panel VT6 K34 P13 K1 K14K12 K54 K2 K23 K24 VM5 T14 T22 T24 V BUS 0 K43 K44 K5 K3 K4 IP IN I0 Vp 1 2 3 4 5 K22 T11 T13 K24 (N) 54 3 4 5 K31 1 2 3 4 5 K33 K74 12 3 45 K35 K76 K72 Fin de Carrera Trifásico Rectificadores Monofásicos V0L+ Voltímetro Analógico Tensión Positiva Tensión Negativa K4 Red Trifásica Línea Monofásica FILTRO N LC K6 Ventilador NV LV RRB Baliza M1 MN DN MG Pulsador de parada de emergencia FN FL FI1L FILTRO ~/= Fuentes de CC FI1N K81 K83 K82 K84 K8 Rp2 (330 Ω) 0 0 B1 B2 Bombilla A2 10 mH 10 mH 47 ohm 47 ohm L2 K73 K74 K33 Conexión Autotrafo Monofásico Conexión Autotrafo Trifásico INVERSOR 3L NPC Carga Circuito de mando
5 Plataforma de ensayos 45 Se ha instalado un interruptor, de tal forma que, aunque la toma trifásica se encuentre conectada, si no se pulsa el interruptor, el circuito de mando de los contactores se encontrara desconectado; por lo que la plataforma no se encontrará alimentada. Además se ha añadido una luz en la botonera lateral para indicar que los circuitos que cuelgan de la misma están alimentados. En la toma monofásica se han conectado los siguientes elementos: a) El sistema de control del inversor, compuesto por un microprocesador y una FPGA embebidos en un cRIO. b) El circuito de alimentación y mando de contactores de potencia. c) El ventilador que asegura la refrigeración de los IGBT´s del inversor. d) Las fuentes de tensión continua que alimentan: - El sistema de adquisición de datos. - La placa del circuito de visualización. - Las placas de adaptación de señal entre el cRIO y los drivers del inversor. Por último, se han depurado errores del montaje original en el conexionado de los interruptores magnetotérmico y diferencial. Se han extraído las resistencias e inductancias que conforman la carga para poder tener un mejor acceso a las mismas y poder realizar diferentes medidas. 5.3.1 Modos de alimentación Mediante un sistema electromecánico de contactores se puede elegir entre tres modos de alimentación bus de tensión continua (Fig. 40). Fig. 40. Modos de alimentación del inversor trinivel NPC. Posición 1. Bus de continua equilibrado. Se alimenta el sistema con un autotransformador monofásico (VM), que permite variar la tensión de entrada. Éste se encuentra conectado a dos transformadores de aislamiento (T1 y T2), y dos puentes rectificadores monofásicos (P2 y P3) entre los puntos P-Z y Z-N. En este modo de trabajo, el punto central Z no sufre desviaciones obteniendo la misma tensión en ambos condensadores.
5 Plataforma de ensayos 46 Posición 2. Bus de continua no equilibrado (el control ha de equilibrar las tensiones). La alimentación se realiza a través de un autotransformador trifásico (VT), conectado a un puente rectificador trifásico (P1) no controlado. El reparto de la tensión no es equilibrado, la modulación provoca una mayor descarga en los condensadores, desestabilizando las tensiones en el bus de continua, por lo que el punto neutro Z del bus se desplaza. Las tensiones han de ser controladas por software. Posición 3. Bus de continua no equilibrado a plena potencia (el control ha de equilibrar las tensiones). El puente rectificador trifásico (P1) se conecta directamente a la red para tener la máxima potencia posible. Se dispone de un detector de final de carrera, de manera que cuando el variador de tensión trifásico se encuentre al 100% se pasa directamente a la posición 3. De esta forma se evita el deterioro del variador trifásico. 5.3.2 Circuito de mando Éste circuito se encarga de la maniobra de los diferentes contactores electromecánicos. Se compone de un pulsador de puesta en marcha, un pulsador de paro, un pulsador de emergencia, un selector de posición y un detector de final de carrera en el variador trifásico. Su cometido es cambiar entre las tres posiciones de alimentación posibles del inversor. También evita picos de corriente en el encendido de la plataforma y descarga los condensadores del bus de continua de forma rápida en el apagado (Fig. 41). Para introducir la función de descarga, ha sido necesaria una completa modificación del circuito añadiendo dos contactores. En el anexo 5 puede verse una descripción en profundidad del circuito y su funcionamiento.
5 Plataforma de ensayos 47 Fig. 41. Esquema del circuito de mando. El sistema de precarga esta formado por dos resistencias Rp1, Rp2 y un contactor temporizado KM1, que se encuentra cerrado durante los primeros 0.726 s. Así, ambas resistencias se encuentran en el bus de tensión continua limitando el pico de corriente. Tras este lapso de
5 Plataforma de ensayos 48 tiempo, se maniobra KM1 a la posición de abierto y se cierra KM5 puenteando las resistencias (Fig. 42). El sistema de descarga de los condensadores está formado por el contactor KM8, que se cierra cuando la plataforma no tiene alimentación, pasando a la posición de abierto KM1 y KM5. Así se descargan los condensadores del bus de continua en las resistencias Rp1 y Rp2 (Fig. 42). Fig. 42. Esquema del sistema de precarga y descarga de los condensadores. 5.3.3 Circuito de señalización La función de este circuito es proporcionar indicaciones luminosas del estado de la plataforma y de las partes que se encuentran a tensiones peligrosas (Fig. 43). Para ello se tiene una bombilla que se enciende cuando la tensión total del bus de tensión continua sobrepasa 60 V. Se dispone de un panel indicador que informa de que contactores se encuentran activos, un voltímetro analógico que indica la tensión del bus de continua y dos led’s que indican si se han sobrepasado 50 V entre los puntos P-Z y Z-N respectivamente.
5 Plataforma de ensayos 49 Fig. 43. Esquema del circuito de señalización.. 5.3.4 Protecciones Se dispone de un interruptor magnetotérmico para la prevención de cortocircuitos y sobreintensidades, y un interruptor diferencial para prevenir derivaciones a tierra. Por otro lado una baliza se enciende cuando la plataforma se encuentra conectada a la red trifásica. Todas las masas de la plataforma se encuentran conectadas a la toma de tierra de la alimentación trifásica. 5.4 Sistema de control El sistema instalado para el control del inversor estaba basado en una dSPACE (DS1103) conectada con tarjetas de adaptación a una FPGA (Xilinx Spartan-3). La programación de los algoritmos de control se realizaba a través de Matlab/Simulink, usando Real-Time Interface para su compilación y Control Desk para la monitorización del sistema cuando se encontraba en funcionamiento.
5 Plataforma de ensayos 50 Se decidió sustituir todos estos elementos con hardware de National Instruments, que se programa a través de LabView, del mismo proveedor. LabView es un software que ofrece un entorno gráfico de programación. Para esta aplicación se utiliza la herramienta Control Design & Simulation, desarrollada recientemente por la empresa. Así, se llegó a un acuerdo con National Instruments Spain, para la realización de este proyecto, utilizando su material y evaluando la funcionalidad de sus herramientas en este tipo de aplicaciones. En primer lugar, se nos proporcionó una tarjeta NI sbRIO 9631. Se implementó en el dispositivo un algoritmo PLL (Phase-locked loop) para evaluar su comportamiento. Tras los ensayos, se puso de relieve que existía un problema de comunicación entre la tarjeta NI sbRIO 9631 y el host-PC. La comunicación con el ordenador se realiza vía ethernet y el algoritmo de control ha de ejecutarse en menos de 512 µs. Con este dispositivo el control consume todo el tiempo de cálculo del procesador y por ello la comunicación con el ordenador se pierde (Fig. 44). En el anexo 8 puede consultarse un estudio sobre la velocidad máxima de muestreo de la targeta NI sbRIO 9631. Fig. 44. NI sbRIO 9631. Esto impide la monitorización a través del PC y puso de manifiesto la necesidad de utilizar otro dispositivo con un microprocesador más rápido. Por lo que se nos proporciono un cRIO 9024, con un chasis NI 9101 de 4 slots, con una FPGA Xilinx Virtex-II de un millón de puertas. Para captar y enviar señales se han utilizado, un módulo de entradas analógicas NI 9205 y un módulo NI 9403 de salidas digitales en lógica TTL (Fig. 45).
5 Plataforma de ensayos 51 Fig. 45. NI cRIO 9024 con chasis NI 9101 y módulos NI 9205 y NI 9403. 5.4.1 Cadena de control La cadena de control trasmite las señales analógicas de entrada al control y comunica las instrucciones del mismo con señales digitales al inversor trinivel NPC (Fig. 46). Fig. 46. Cadena de control.
5 Plataforma de ensayos 52 El control del sistema es llevado a cabo por un NI cRIO 9024, que integra un microprocesador y una FPGA. Las entradas del control son siete señales analógicas de ± 10 V. Estas entradas proporcionan la medida de tensión y corriente de las tres fases, además de la tensión del bus de tensión continua. En el anexo 7 se describe el sistema de adquisición de datos. Las salidas del control son 14 señales digitales en lógica TTL (0-5V), que llevan las señales de conmutación de los 12 IGBT’s, una señal de reset y una de inhibición a una placa electrónica de adaptación de nivel de señal. La placa de adaptación de nivel de señal se utilizaba, en un primer momento, para adaptar señales digitales de 0-3,3 V a señales de 0-15 V, sin embargo ahora adapta señales de 0-5 V a 0- 15 V. Tras estudiar la placa se comprobó que utilizando una fuente de tensión continua de 5 V para alimentarla, el circuito de la PCB aceptaría señales digitales de 0-5 V sin problemas. La razón de elevar las señales digitales a un nivel de 15 voltios es evitar conmutaciones accidentales, debidas al ruido que pueda introducir el circuito de potencia en las señales de comunicación. La placa de adaptación de nivel de señal posee una función de inhibición que al activarse cambia todas las señales de salida a nivel bajo. Por otro lado, posee 3 led´s que dan indicación de su correcta alimentación, la activación de la señal de inhibición y la activación de una señal de error que proviene de los drivers. En el caso de que se produzca un error en los drivers, la señal de reset los devuelve al estado operativo. La señal de error se activa en el caso de que se produzca un cortocircuito en una rama de los IGBT’s del inversor, o la tensión de alimentación de los drivers caiga por debajo de 13 V. Esta placa de adaptación de niveles de señal se conecta a dos placas de drivers que tienen como función dar una indicación luminosa de la presencia de error en cada uno de los 12 drivers, enviar esta señal a la placa de adaptación de señales y posibilitar el filtrado de las señales de disparo. Los drivers son los encargados de disparar los IGBT’s, proporcionando la corriente suficiente de puerta y una tensión Vge no referenciada a masa. Los drivers vienen integrados en el inversor de Semikron, siendo del modelo SKHI1. De esta forma, a través de un host-PC conectado al cRIO 9024 es posible programar el control y monitorizar el sistema en funcionamiento.
6 Programación del control 59 De esta forma, se compara la señal portadora con los tiempos obtenidos para cambiar de vector de aplicación en el momento oportuno (Fig. 54). Fig. 54. Comparación entre la señal portadora y los tiempos de aplicación. En el bloque gestionador se introducen los valores de ta1, ta2, ta3 y rampa. Se realiza la comparación con la señal portadora, decidiendo cuando se ha de aplicar cada vector de la secuencia dentro del periodo de conmutación. La salida son dos variables C0 y C1, según sus valores se aplica un vector u otro de la secuencia (Tabla 3). C1 C0 Vector a aplicar 0 0 E1 0 1 E2 1 0 E3 1 1 E4 Tabla 3. Vectores de salida en función de C0 y C1. Los valores de C0, C1 junto con los vectores E1, E2, E3 y E4 se introducen en el bloque selector_de_vectores donde se elige de los 4 vectores posibles, el vector que corresponda en ese instante. A continuación el vector elegido ha de ser traducido a señales de disparo de los 12 IGBT’s, esta conversión se hace en el bloque conv_vectores_disparos. En la tabla 4 y en la figura 55 se muestra un ejemplo de traducción de la rama a. Parte del vector “rama a” Sa1 Sa2 Sa3 Sa4 Tensión de salida 00 0 0 1 1 0 V 01 0 1 1 0 +Vdc/2 10 1 1 0 0 +Vdc Tabla 4. Traducción de los vectores a señales de conmutación. E1 E2 E3 E4 E4 E3 E2 E1 ta1 ta2 ta3 SEÑAL PORTADORA Tiempos de comparación
6 Programación del control 60 Fig. 55. Conversión a señales de activación de IGBT’s en la rama a del inversor. 6.2.3 Inclusión de tiempos muertos Es necesario introducir tiempos muertos entre las conmutaciones de los IGBT’s de una misma rama para evitar situaciones de cortocircuito. El problema radica en que no se deben cortocircuitar nunca los condensadores del bus de tensión continua. Esto es posible, ya que en la mayoría de los semiconductores el tiempo de conmutación de ON a OFF es superior al tiempo de conmutación de OFF a ON. Así en el bloque generador_tm_disparos se introduce un retardo en el flanco ascendente de las señales de disparo. Este tiempo muerto se ha ajustado a 6,8 μs. Este valor viene impuesto por el modulo de salidas digitales del cRIO, ya que no puede actualizar las 14 señales de salida en un tiempo inferior. Se añade el bloque salidanegada que invierte todas las señales de disparo. Esto se hace porque la placa de adaptación de señales a la que se conecta el cRIO trabaja con lógica inversa. Por último esta parte de código escrita en VHDL se añade a la zona de la FPGA en LabVIEW en forma de bloques. 6.2.4 Sincronización del sistema La ejecución del sistema se lleva a cabo mediante la señal sincronismo generada en la parte escrita en VHDL, y que pasa a estar en alto cuando el contador de 1,2 kHz alcanza el valor 0. En este momento se activa la captación de datos y se trasladan al controlador RT, donde se procesan y se generan los valores de secuencia, tx y ty. Cuando la señal de sincronismo vuelve a tener el valor alto se activa el modulador de la FPGA generando las señales de disparo. Es decir la frecuencia de muestreo de datos es de 1,2 kHz. Se leen las medidas de los sensores y se tienen 833 μs para lanzar las órdenes de conmutación, que es el momento en el que se vuelven a leer los sensores.
6 Programación del control 61 Para poder realizar los ensayos con seguridad se añade un control de inhibición y otro de reset que vuelve a poner los drivers de los IGBT’s en funcionamiento en caso de error. De esta forma las dos señales pueden controlarse a través del PC (Fig. 56). Fig. 56. Vista del panel frontal de la FPGA. 6.3 Programación del controlador RT 6.3.1 Descripción del programa En el controlador RT se programa la parte principal del control, está formado por un lazo interno de corriente y uno externo de potencia. Se obtienen las tensiones Ea, Eb y Ec, que son los valores de tensión a la salida del inversor que hacen que el sistema se dirija hacia el estado de intercambio de potencia deseado. Los valores de Ea, Eb y Ec se introducen en el modulador vectorial directo que genera la secuencia de vectores, y los tiempos de aplicación necesarios para obtener dichas tensiones a al salida del inversor. El programa comienza con la lectura de la DMA FIFO “Medidas de sensores”, tras lo que se añade la ganancia y el offset de cada sensor medidos experimentalmente. Se implementa una PLL para la obtención del ángulo θ y la velocidad angular ω de la red eléctrica. A partir de estas variables de entrada se programan en LabVIEW el lazo interno y externo de control (Fig. 57). Fig. 57. Diagrama de bloques del programa implementado en el controlador RT.
6 Programación del control 62 En la figura 58 se muestrea la lectura de datos de la DMA FIFO “Medidas de sensores”, que son los datos que llegan desde la FPGA, y la calibración de los sensores de tensión. En la figura 59 se observa la calibración de los sensores de corriente y la transformada de Park de las medidas de intensidad. Además se introduce una protección que inhibe las conmutaciones en el caso de que las corrientes medidas superen un valor dado. Fig. 58. Lectura de datos y calibración de los captadores de tensión. Fig. 59. Calibración de las Lem´s de corriente y transformada de Park. En la figura 60 se puede observar la programación de la PLL. Los ensayos experimentales pusieron de relieve la necesidad de calcular una compensación del ángulo θ por el tiempo que el control tarda en generar las órdenes de disparo. Este ángulo θ compensado se introduce en el modulador y así se consigue anular el efecto del desfase en la salida producido por el tiempo de cálculo.
6 Programación del control 63 Fig. 60. Programación de la PLL y transformada de Park de tensión. En la figura 61 se muestra el control formado por dos proporcionales integrales con antiwindup. Las variables de entrada son las consignas Id*, Iq* y las medidas de Id, Iq en ese instante. Se calcula el error y se actúa para eliminarlo. Tras los proporcionales integrales se realiza la compensación del acoplamiento cruzado y las perturbaciones. Se introduce un bloque de saturación, en el caso que la tensión de salida requerida supere 3 DC V se anula la acción integral de ambos PIs. Fig. 61. Programación de los algoritmos de control. 6.3.2 Modulación vectorial Una vez obtenidos los valores de tensión Ed, Eq se transforman al sistema de referencia abc. Ea, Eb, Ec son las tensiones que han de darse en cada rama del inversor para que el sistema alcance el estado de intercambio de potencia deseado. Los valores de estas tensiones se introducen en el control de potencia vectorial donde se calcula la secuencia de vectores y los tiempos de aplicación necesarios, para que las ramas del inversor se aproximen a estos valores de tensión (Fig. 62). Posteriormente, en la FPGA, tanto la secuencia como los tiempos de aplicación son traducidos a señales de activación de los 12 IGBT’s que conforman el inversor 3L NPC.
6 Programación del control 64 Fig. 62. Transformada de Park de tensión, modulador vectorial directo y escritura de datos. El modulador se encuentra programado en código c. Los algoritmos del modulador han sido desarrollados por el director del proyecto, Estanislao Oyarbide. No obstante ha sido necesario realizar modificaciones en los mismos para poder implementar este código en el cRIO. Para realizar los cambios oportunos en el código ha sido necesario utilizar el programa Microsoft Visual Studio 2010 a través del cual se incorporan las librerías y declaraciones necesarias para que LabVIEW acepte el programa. El código se compila en una DLL (dynamiclink library) para poder incorporarlo al control existente. Para su ejecución ha sido necesario utilizar el compilador gnu de VxWorks que es el sistema operativo en tiempo real del microprocesador del cRIO. Una vez compilado se introduce en la memoria del cRIO.
7 Ensayos experimentales 65 7 Ensayos experimentales 7.1 Descripción de los ensayos Durante el proyecto ha sido necesario realizar un gran número de pruebas de los diferentes elementos que componen el sistema. En primer lugar, se modificó, en gran medida, la propia plataforma de ensayos. Esto obligó a realizar pruebas de funcionamiento con el inversor inhibido y así verificar uno a uno todos los circuitos (circuito de potencia, circuito de mando, circuito de adquisición de datos, circuito de visualización), y componentes (autotransformadores, transformadores, rectificadores, contactores electromecánicos, fuentes cc, conexiones). En cuanto se verificó que la plataforma era segura y funcionaba correctamente, se empezó a trabajar en el sistema de control. El sistema de control implementado en el cRIO se probó, reprogramo y volvió a probar exhaustivamente en el laboratorio. Para estas pruebas se utilizó un generador de señales con el que se emulaba la red trifásica. Las salidas del control se monitorizaban en un osciloscopio con entradas digitales. Una vez que el control estuvo listo, se instaló el cRIO en la plataforma. Se han llevado a cabo dos montajes para llegar al objetivo de intercambiar potencia con la red eléctrica. En el primer montaje se prueba el modulador vectorial con una carga pasiva a la salida del inversor. A continuación, se cierra el lazo de corriente y se prueba el control de potencia junto al modulador con una carga pasiva. Por último, se ensayó todo el sistema conectando la salida del inversor trinivel NPC a la red eléctrica (Capítulo 8). Todos los ensayos se ajustan a una frecuencia de muestreo y conmutación sw f de 1,2 kHz. 7.2 Ensayo experimental del modulador Con este ensayo se verifica el correcto funcionamiento de los algoritmos que conforman el modulador vectorial. Como ejemplo práctico, se trata de reproducir en la salida del inversor la tensión trifásica que se está midiendo en la red. Para ello, se adapta el código de tal forma que sólo se prueba el modulador. Se adquieren las tensiones de fase de la red eléctrica y lo que se espera, es generar las señales de disparo adecuadas hacia los IGBT’s, para reproducir las tres tensiones de la red eléctrica a la salida del inversor. En el montaje se desmontaron y revisaron la placa de adaptación de los niveles de tensión y las placas de los drivers. Se encontró un defecto en una soldadura de la placa 1 de drivers, que fue reparada. 7.2.1 Circuito de potencia Para la captación de la tensión de la red trifásica se utiliza un transformador trifásico reconfigurable. Se realiza una conexión triángulo-estrella con una relación de transformación a:2.
7 Ensayos experimentales 66 De esta forma se obtiene: VaVV LPLS 47,1153 (38) VVV LSFS 39,663 ( 39 ) Siendo: : LP V Tensión de línea del primario del transformador . : LS V Tensión de línea del secundario del transformador. : FS V Tensión de fase del secundario del transformador. :a Relación de transformación . A la salida del secundario del transformados se conectan tres resistencias de 100 kΩ, junto con tres sensores de tensión ABB 500B, para la obtención de las medidas de tensión (Fig. 63). Fig. 63. Esquema de conexión del transformador. La plataforma se mantiene conectada a una carga pasiva, mientras las tensiones de referencia son medidas a la salida del transformador. (Fig. 64).
7 Ensayos experimentales 67 Fig. 64. Esquema del montaje para el ensayo del modulador. La carga utilizada en este montaje se compone de tres inductancias de 10 mH en cada fase y tres resistencias de 47 Ω conectadas en estrella. 7.2.2 Control En el microprocesador se implementa lo necesario para ensayar sólo el modulador, es decir una PLL, las transformadas de Park en tensión y los algoritmos de modulación vectorial, escritos en código c. El código de la FPGA es el mostrado en el capítulo 6. En la figura 65 se muestra el código implementado para la adquisición de las medidas de tensión, mientras que en las figuras 66 y 67 se muestran, la PLL, la transformación de Park con la que se obtienen la tensiones Eabc y la modulación vectorial, donde se genera el valor de la secuencia y tiempos de aplicación de los vectores de tensión.
7 Ensayos experimentales 68 Fig. 65. Medidas de tensión y calibración de sensores. Fig. 66. PLL con modificación de ángulo θ y transformación a Vdq. Fig. 67. Transformación al sistema de referencia Eabc y modulación vectorial. Por último, se introduce un sistema de apagado e inicialización, para que cuando la parte del controlador RT se apague, la última señal enviada a la FPGA sea la secuencia 0 con tx=0 y ty=0. Así la FPGA arranca con estos valores evitando conmutaciones accidentales en el arranque y apagado.
8 Resultados 75 8 Resultados 8.1 Ensayo experimental intercambiando potencia con la red eléctrica El último ensayo del proyecto consiste en verificar el funcionamiento de la plataforma y el control de potencia desarrollado. Se prepara un montaje para intercambiar potencia activa y reactiva con la red eléctrica trifásica. De esta forma, el sistema de control ha de actuar sobre el inversor trinivel NPC para llegar a los valores de potencia de consigna, con un período transitorio muy breve. 8.2 Montaje En éste ensayo se conecta la salida del inversor a la red eléctrica a través de un transformador trifásico reconfigurable. La plataforma de ensayos se encuentra alimentada por la red eléctrica trifásica a 400 V eficaces de tensión de línea, con un máximo de 32 A por fase. A través de un puente de rectificación se obtiene un bus de tensión continua. Esta parte de la plataforma emula el generador eléctrico y el lado AC/DC del convertidor real. A continuación del bus de tensión continua, se encuentra el inversor trinivel NPC. A la salida del mismo, se conectan tres inductancias de 10 mH y tres voltímetros ABB 500B en estrella, que miden las tensiones de fase. En las primeras pruebas se puso de manifiesto la necesidad de anclar el neutro flotante de los voltímetros. En consecuencia, se conectó en estrella una carga de tres resistencias de 47 Ω cuyo neutro se unió al de los voltímetros. El esquema completo del circuito de potencia se muestra en la figura 77. Por último, la salida de la plataforma se lleva a un transformador conectado en estrella-triángulo con la red, con una relación de transformación de a:2. El transformador reduce el impacto que se pudiera producir en la red durante las pruebas y proporciona aislamiento galvánico. La plataforma de ensayos no ha sido diseñada para absorber potencia activa de la red. En todo momento ha de cederse potencia activa de la red, sin embargo no hay inconveniente en absorber o ceder potencia reactiva. Esto hace que se deba tener un especial cuidado en el momento en que se conecta y desconecta el transformador, y con los procedimientos de encendido y apagado del control.
8 Resultados 76 Fig. 77. Esquema del montaje del circuito de potencia.
8 Resultados 77 8.3 Sistema de control El sistema de control se describe en el capítulo 6. Se han añadido una serie de protecciones por software para que el control inhiba las señales de disparo. Estas protecciones se activan en el caso de que la tensión Vdc caiga por debajo de una tensión dada, para evitar que la plataforma absorba potencia activa de la red eléctrica. Por otro lado también se establece un máximo de tensión y un máximo de corriente, que de ser sobrepasados activan la inhibición. El procedimiento de puesta en marcha consiste en inhibir los disparos del inversor desde la FPGA (Fig. 78), y desactivar la protección de tensión mínima del controlador RT. Entonces, se eleva la tensión del bus de tensión continua con un autotransformador monofásico hasta un nivel superior a 300 V. Se activa la protección de tensión mínima y se conecta el transformador. En el momento en que se anula la orden de inhibición el control empieza a modular. Para el apagado, se inhiben las señales de disparo del inversor y se desconecta el transformador. En este punto ya se puede desactivar la protección de tensión mínima y bajar la tensión del bus de continua. Fig. 78. Panel frontal de la FPGA y el controlador RT. Durante los ensayos, se ajustan los proporcionales integrales que conforman el control de forma manual. Antes del momento de enganche con la red eléctrica la parte integral de los PIs ha de ser nula, para que no se acumule error y se produzca un efecto de saturación. Una vez que se produce la conexión es posible ajustarlos. La referencia Id* ha de ser siempre mayor que cero, para que la plataforma no absorba potencia activa de la red eléctrica. Aunque se dispone un control de potencia, que transforma los valores de consigna de potencia en valores de consiga de corriente en coordenadas dq, se prefiere trabajar con consignas de corriente por razones de seguridad. Se monitorizan en todo momento las variables Id e Iq. De esta forma se comprueba que el control mantiene los valores de las mismas en las consignas dadas (Fig.79).
8 Resultados 78 Fig. 79. Panel frontal del control, monitorización de Id, Iq, y Vdc. Con valores positivos de la variable Id se inyecta potencia activa en la red eléctrica. Los valores positivos de Iq hacen que se absorba potencia reactiva, mientras que con valores negativos se vierte potencia reactiva a la red eléctrica. 8.4 Resultados En las primeras pruebas se monitorizan las tensiones de fase leídas desde los sensores, así como el ángulo θ y la velocidad angular ω calculados en la PLL. De esta forma, se comprueba que el enganche con la red eléctrica es correcto. El ángulo θ ha de alcanzar el valor de 2π al final de cada ciclo, para luego reinicializarse. La velocidad ω debe permanecer constante en un valor de 2π*50 = 314.45 rad/s. (Fig. 80). Fig. 80. Monitorización de las tensiones de fase, θ y ω.
8 Resultados 79 Todos los ensayos se han realizado con una tensión de bus de continua de 400 V, en la posición 1 de la plataforma. Los proporcionales integrales se han ajustado con Kp=5 y Ki=500. Se han utilizado diferentes valores de consigna (Id*, Iq*), para intercambiar diferentes niveles de potencia con la red eléctrica. En el anexo 9 se muestran todos los datos obtenidos en los diferentes ensayos. En la tabla 5, se muestran las consignas utilizadas en cada ensayo, así como la distorsión armónica total de tensión y corriente (THD), y la potencia intercambiada por el sistema. Ensayo Id* Iq* %THDi %THDv P Q Figura 1 10 A 0 A 11.8661 3.99523 989 W 0 W 78 2 5 A -8 A 13.2895 3.00102 495 W 810 W 79 3 5 A 8 A 12.5769 2.29526 495 W -810 W 80 Tabla 5. Medidas experimentales. A continuación, se muestran los resultados de tensión y corriente en la fase c, en el secundario del transformador, para diferentes consignas de corriente. A la salida del inversor 3L NPC se tiene una inductancia de 10 mH por fase. Tras las inductancias se encuentra el secundario del transformador, con una tensión trifásica de 66 V de amplitud de fase, que a efectos prácticos es la red sobre la que se va a actuar. En la figura 81 se muestra el resultado para un valor nulo de Iq. La corriente se encuentra en fase con la tensión y se vierte potencia activa a la red eléctrica.
8 Resultados 80 Fig. 81. Tensión y corriente de la fase (c) en el secundario del transformador. Id*=10 A, Iq*=0 A. En la figura 82, se introduce un valor negativo de Iq. El inversor genera la amplitud y desfase de corriente necesarios para ceder potencia activa y reactiva a la red eléctrica. Fig. 82. Tensión y corriente de fase (c) en el secundario del transformador. Id*=5 A, Iq*=-8 A. En la figura 83, se mantiene la consigna de Id, pero en este caso Iq tiene un valor positivo. El resultado es que se cede potencia activa y se absorbe potencia reactiva de la red. Corriente de fase (c) en el secundario del transformador. Tensión de fase (c) en el secundario del transformador. Corriente de fase (c) en el secundario del transformador. Tensión de fase (c) en el secundario del transformador.
8 Resultados 81 Fig. 83. Tensión y corriente de fase (c) en el secundario del transformador. Id*=5 A, Iq*=8 A. 8.5 Transitorios Se prueba la actuación del control ante transitorios de consigna, de esta forma se comprueba el tiempo de respuesta del sistema. En el caso del ensayo 3 (Fig. 84, fig. 85), se aumenta la potencia activa cedida a la red eléctrica, por lo que corriente y tensión se encuentran en fase en todo momento. La amplitud de la corriente crece hasta llegar al nivel de consigna de potencia activa establecido. Fig. 84. Corriente y tensión de fase para un cambio de valor de: (Id=2 A, Iq=0 A) a (Id=10 A Iq=0 A). Corriente de fase (c) en el secundario del transformador. Tensión de fase (c) en el secundario del transformador. Corriente de fase (c) en el secundario del transformador. Tensión de fase (c) en el secundario del transformador.
8 Resultados 82 Fig. 85. Corriente y tensión de fase ampliadas para un cambio de valor de: (Id=2 A, Iq=0 A) a (Id=10 A Iq=0 A). En la tabla 6, se muestran los niveles de potencia intercambiados y el THD obtenido. Ensayo 3 (Fig. 85) Valor inicial Valor final Id* 2 A 10 A Iq* 0 A 0 A P 198 W 998 W Q 0 VAr 0 VAr %THDi - 11.5037 %THDv - 4.2848 Tabla 6. Resultados del ensayo 3. En el ensayo 4 (Fig. 86, fig. 87), se muestra un cambio en el valor de la potencia reactiva. Se pasa de no intercambiar potencia reactiva a absorberla, por lo que cambia el desfase y la amplitud de la onda de corriente. Corriente de fase (c) en el secundario del transformador. Tensión de fase (c) en el secundario del transformador.
8 Resultados 83 Fig. 86. Corriente y tensión de fase para un cambio de valor de: (Id=2 A, Iq=0 A) a (Id=2 A, Iq=-10 A). Fig. 87. Corriente y tensión de fase para un cambio de valor de: (Id=2 A, Iq=0 A) a (Id=2 A, Iq=-10 A). Corriente de fase (c) en el secundario del transformador. Tensión de fase (c) en el secundario del transformador. Corriente de fase (c) en el secundario del transformador. Tensión de fase (c) en el secundario del transformador.
8 Resultados 84 En la tabla 7, se muestran los niveles de potencia intercambiados y el THD obtenido. Ensayo 4 (Fig. 86) Valor inicial Valor final Id* 2 A 2 A Iq* 0 A -10 A P 198 W 198 W Q 0 VAr 989 W %THDi - 13.0797 %THDv - 2.4027 Tabla 7. Resultados del ensayo 4. Los resultados de los ensayos ratifican el correcto funcionamiento del control de potencia y el buen funcionamiento de los elementos que componen la plataforma de ensayos. Finalmente, se consigue un control para un inversor trinivel NPC, de tal forma, que se puede intercambiar la potencia activa y reactiva deseada en cada momento, con periodos transitorios muy breves, con una baja distorsión armónica total.