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1 Proyecto Fin de Carrera Interruptor de SiC flexible aplicado a topologías de un dispositivo para inducción doméstica. Autor: Javier Milla Benito. Directores: Dr. Carlos Bernal Ruiz. Dra. Pilar Molina Gaudó. Escuela: EINA Año: 2012 2 3 Interruptor de SiC flexible aplicado a topologías de un dispositivo para inducción doméstica. RESUMEN. Este proyecto final de carrera parte del conocimiento previo de la tecnología de SiC desarrollado por el grupo de Electrónica de Potencia y Microelectrónica (GEPM). Los objetivos del PFC son dos: El primero, de estudio y síntesis, consiste en el desarrollo de una plataforma de interruptor flexible en SiC. El interruptor se basa en una topología de SiC en cascodo, incluye el driver y dos dispositivos que se pueden usar en diversos tipos de topologías de convertidores resonantes (un dispositivo y semipuente) o bien paralelizando dos de ellos para aumentar la potencia de salida. El interruptor flexible está dimensionado para potencias de salida de hasta 500W. El segundo objetivo consiste en el estudio y verificación experimental de este interruptor en dos topologías diferentes. La primera de ellas incorpora como idea novedosa la utilización de un snubber inductivo regenerativo que permita la flexibilización del control en etapas de un dispositivo. En segundo lugar, esta topología se mejora con la inclusión de lo que se definirá como un snubber regenerativo resonante, que permite reducir al máximo las pérdidas de conmutación manteniendo la flexibilidad anteriormente mencionada. Ambas etapas se demostrarán por medio de sus ecuaciones descriptivas así como por verificación experimental de las mismas en la aplicación de calentamiento por inducción doméstica. 4 Quiero agradecer el soporte prestado por el Grupo de Electrónica de Potencia y Microelectrónica –GEPM- de la Universidad de Zaragoza; por todo el material y recursos humanos. En especial a mis directores Carlos Bernal y Pilar Molina por su especial atención y dedicación. Javier. 5 Contenido Introducción .............................................................................................................. 7 1. 1.1. Inducción ........................................................................................................... 7 1.2. Calentamiento por inducción ............................................................................. 7 1.3. Cocinas de inducción ......................................................................................... 8 1.4. Convertidor 1SW-QR (One Single Switch-Quasi Resonant). ......................... 10 1.5. Carburo de Silicio (SiC) .................................................................................. 12 Operación 1SW-QR. ............................................................................................... 13 2. 2.1. Operación fuera de ZVS. ................................................................................. 16 2.2. Análisis de pérdidas 1SW-QR fuera de modo óptimo. .................................... 18 Análisis de pérdidas: snubber regenerativo. ........................................................... 20 3. Análisis de pérdidas snubber regenerativo resonante. ............................................ 28 4. Resultados y conclusiones. ..................................................................................... 32 5. 5.1. Conclusiones. ................................................................................................... 38 5.2. Líneas futuras. .................................................................................................. 39 REFERENCIAS. .................................................................................................... 40 6. ANEXOS. ............................................................................................................... 43 7. A. Anexo 1 .................................................................................................................. 45 A.1 Paso a On: ........................................................................................................ 45 A.2 Paso Off: .......................................................................................................... 47 A.3 Cálculo del condensador óptimo. ..................................................................... 50 B. Anexo 2 .................................................................................................................. 53 B.1 Introducción cascodo flexible. ......................................................................... 53 B.2 Tarjeta cascodo flexible. .................................................................................. 54 B.3 Esquema y layaout de la tarjeta. ...................................................................... 58 B.4 Referencias. ...................................................................................................... 61 C. Anexo 3 .................................................................................................................. 63 Abstract APEC 2013. ................................................................................................. 63 7 Introducción 1. 1.1. Inducción La forma de calentar y cocinar los alimentos ha ido evolucionando a través de los siglos. Al comienzo, los alimentos se cocinaban utilizando madera, posteriormente al usó el carbón. La utilización de gas en las cocinas supuso una gran mejora en cuanto a la limpieza de la cocina, evitando también la generación de humo. Más tarde, las cocinas vitrocerámicas resistivas y más tarde las halógenas añadieron un plus de limpieza y eliminaron los riesgos derivados del gas. El último paso en esta evolución y que ha sido desarrollado en las últimas décadas, es la cocina de inducción, añadiendo rapidez y eficiencia a las anteriores. Este proyecto se centra en el estudio y mejora de la tecnología de inducción para su aplicación en cocinas domésticas. 1.2. Calentamiento por inducción El calentamiento por inducción es un proceso de calentamiento sin contacto, de tal manera que el calor se genera en el propio material a calentar. Este calentamiento utiliza las propiedades de los materiales metálicos al ser sometidos a campos magnéticos variables, absorbiendo parte de la energía transformándola en calor. Los materiales metálicos que experimentan este fenómeno deben tener las siguientes propiedades:  Ferromagnetismo, gracias al cual tendrá lugar el fenómeno de histéresis o rozamiento de dominios magnéticos.  Conductividad, causante de la aparición en el material de las denominadas corrientes inducidas o corrientes de Foucault. Ambos procesos transforman la energía del campo electromagnético en calor y se resumen en la Figura 1 Para ello es necesario excitar un inductor con una corriente alterna de alta frecuencia. Los dispositivos de Carburo de Silicio (SiC) desarrollados en los últimos años, y que se utilizan en este proyecto permiten mejorar las características del inversor de corriente necesario, como se mostrará más adelante. Interruptor de SiC flexible aplicado a topologías de un dispositivo para inducción doméstica. 8 Figura 1- Calentamiento por inducción [1] 1.3. Cocinas de inducción Para generar el campo magnético, se utiliza una bobina plana, colocada debajo del recipiente, y mediante bloques de ferrita se redirige para conseguir una mayor transferencia de energía de la bobina al recipiente (Figura 2). La bobina ha de estar alimentada por una corriente alterna de alta frecuencia. Figura 2 - Conjunto inductor-carga[1]. 9 En este sentido el conjunto inductor-recipiente se puede ver como un transformador, siendo el inductor el devanado primario, y el recipiente el devanado secundario; tal como se puede observar en la Figura 3. a) b) c) d) Figura 3 - Equivalente del sistema inductor recipiente; a) inductor recipiente b) transformador equivalente; c) modelo R-L equivalente; d) representación esquemática. [1] Los valores Leq y Req dependen de varios parámetros, como el número de vueltas del inductor, diámetro y espesor de éste, tipo de cable utilizado para el mismo, frecuencia de la corriente que lo atraviesa, grado de acoplamiento entre el inductor y el recipiente, material del recipiente, temperaturas de los materiales, etc. [ 2 , 3 ] Se necesita, por tanto un sistema electrónico (Figura 4) capaz de proveer dicha corriente alterna en el rango de frecuencias adecuado a partir de la red eléctrica. Para ello se utilizan inversores de potencia o convertidores DC-AC, que transforman una tensión continua en corriente alterna de la frecuencia deseada. Figura 4 - Diagrama de bloques de la etapa de potencia [ 4 ]. Para la conversión AC/DC proveniente de la red eléctrica se rectifica mediante un puente de diodos, y prácticamente sin filtrado, se alimenta el inversor. De manera que la corriente del inductor es proporcional a la tensión de entrada, permitiendo un factor de potencia (PFC) muy próximo a la unidad. Interruptor de SiC flexible aplicado a topologías de un dispositivo para inducción doméstica. 16 Se observa que debido a la restricción de mantener la condición ZVS el control de esta etapa es muy limitado; tanto por los tiempos de operación, como lo referente a la carga. En este proyecto se propone la extensión del rango de operación del convertidor 1SW- QR; mientras se mantienen sus buenas características de bajas pérdidas, sencillez y bajo coste. 2.1. Operación fuera de ZVS. Como se ha presentado, la operación en la región ZVS es muy ventajosa, puesto que se eliminan las perdidas de conmutación en el paso a On y parte de las de Off. Sin embargo, el rango de regulación es muy limitado. Se demuestra en la Ec 3 que la operación ZVS depende tanto de la frecuencia de resonancia, impuesta por el tanque; como de la carga y de la tensión de alimentación. Realmente el único parámetro modificable para cambiar la potencia de salida es el tiempo de On . tOFF tON Vsw ZVS Figura 11 – Forma de onda de tensión en el switch en función de tON y tOFF. Obsérvese que la variación del ton apenas tiene efecto sobre la forma de onda. 17 En la Figura 11 se muestra la variación de la tensión en el interruptor en función de los tiempos de On y de Off. Se observa que la variación del tiempo de On no tiene efecto sobre la tensión del interruptor; y que el tiempo de Off está impuesto a que se alcance ZVS. Esta topología tiene la ventaja de que es muy simple, un solo semiconductor; bajo coste; sin necesidad de driver y aislamiento y sin tensiones flotantes de excitación. Lo que la hace muy apropiada para salidas de variosinversores (multi-inverter) y para varias cargas excitadas por el mismo inversor (multi-output). Pero por contra, la falta de flexibilidad en la regulación limita mucho su control. Por ello es conveniente posibilitar la operación fuera de ZVS. Esto conlleva más parámetros de control: tON, Duty, frecuencia,…; y permite eliminar la intermodulación típica de las configuraciones multi-inverter operando simultáneamente [ 12 ]; problemática que también se ha investigado en el grupo GEPM. Para conseguir la operación fuera de ZVS es necesario su análisis completo y el planteamiento de los circuitos auxiliares que soporten las pérdidas adicionales por trabajar fuera de los modos óptimos. Se han investigado previamente varios métodos para utilizar el Si en modo subóptimo: La idea se basaba en conmutar el dispositivo de forma suave mediante PWM o con driver de dos niveles [ 13 ] de forma que la corriente se incremente de forma gradual. Figura 12 - Curvas características V-I de: a)dispositivo FET b) dispositivo bipolar IGBT. Otra ventaja, junto a la mayor velocidad de conmutación, de los JFET frente a los IGBTs es que los primeros presentan una limitación de corriente intrínseca, ya que para cada valor de Vgs presentan una Ids debido a la saturación del canal de conducción por la variación de su geometría; por lo que se comportan como generadores de corriente, limitando el crecimiento de la corriente (Figura 12a). Por el contrario los IGBTs debido a su carácter bipolar no tienen limitación de corriente (Figura 12b) y es necesario mecanismos adicionales para limitar la corriente por ellos. a) b) Interruptor de SiC flexible aplicado a topologías de un dispositivo para inducción doméstica. 18 Esta característica, la limitación de corriente, es la que se aprovecha en este proyecto para poder descargar la capacidad en paralelo con el transistor sin que la corriente crezca indefinidamente en el transitorio del paso a On. 2.2. Análisis de pérdidas 1SW-QR fuera de modo óptimo. Como se ha comentado anteriormente al no trabajar en los modos óptimos de conmutación ZVS se está operando sobre una región en la que se descarga bruscamente la capacidad que se encuentra en paralelo con el interruptor. Se ha visto también que en los dispositivos bipolares es muy peligroso, ya que por su propia estructura la corriente tiende a crecer de manera indefinida en el transitorio [13]. Por el contrario, con los dispositivos FET tienden a limitar la corriente a través de ellos, debido a la saturación del canal. Además, los nuevos dispositivos de SiC presentan tiempos de conmutación menores, lo que conlleva unas menores pérdidas sobre el dispositivo. Ambas ventajas permiten plantear una solución novedosa para permitir la operación de la topología 1SW fuera de la conmutación óptima. Analizando el circuito equivalente: Req Leq VCC Control + Driver Vload CRES VCRES Figura 13 – Circuito equivalente 1SW. Partimos de CRES previamente cargado a VCRES = ΔV. Para el análisis se utilizará la hipótesis de “conmutación rápida”, asumiendo que la descarga del condensador será muy rápida, la corriente por la bobina se aproximará a un valor constante durante el tiempo de conmutación. En este contexto las pérdidas en el interruptor, por efecto único 19 de la descarga del condensador, serán iguales a la energía almacenada en el condensador [ 14 ]. Ec 5 fVCPcVCEc 22 2 1 2 1 dV=150 dV=100 dV=50 ZVS dV=150 dV=100 dV=50 ZVS Switching losses [uJ] Vsw ILeq Figura 14 - a) Energía perdida por ciclo, b) Corriente y tensión fuera de ZVS,. Como se aprecia en la Figura 14, la energía perdida por ciclo se incrementa con el cuadrado de la tensión; por tanto, si queremos trabajar en una zona más amplia debemos mantener un rendimiento aceptable en todo el rango de trabajo, para lo cual es necesario limitar esas pérdidas. Para reducir estas pérdidas se introduce un elemento adicional en serie con la corriente Puesto que sólo afecta a los procesos de conmutación lo podemos llamar snubber 1 . Se trata de un elemento que absorba o limite las pérdidas en las transiciones. 1 Snubber: conjunto de componentes (pasivos y/o activos) que se incorporan al circuito de potencia para reducir en el dispositivo semiconductor el estrés eléctrico durante las conmutaciones y asegurar un régimen de trabajo seguro [http://es.wikipedia.org/wiki/Circuitos_de_ayuda_a_la_conmutaci%C3%B3n_de_transistores.] a) b ) Interruptor de SiC flexible aplicado a topologías de un dispositivo para inducción doméstica. 20 Análisis de pérdidas: snubber 3. regenerativo. En este caso, para extender el rango de operación fuera de ZVS se debe poder manejar la pérdida adicional que introduce la descarga del condensador. Para ello se introduce una red Rs-Ls en serie con el interruptor, de manera que limite el crecimiento de corriente; la misión de Rs es la de absorber la energía proveniente del condensador, y junto a Ls la de limitar el crecimiento de la corriente en el momento de la conmutación. C1 Req C2 Leq VCC Control + Driver Vload Vsw LS Rs snubber Figura 15 – Esquema 1SW con snubber inductivo. De acuerdo con la expresión de una bobina: Ec 6  dttv Ls ti )( 1 )( De manera que la corriente se incrementará lentamente, mientras la tensión cae entre extremos de la bobina. 21 Figura 16- Comportamiento tensión-corriente en un circuito R-L. De esta forma se consigue que la corriente crezca lentamente, y sin tensión entre extremos del interruptor; de forma que se reducen en gran medida las pérdidas de conmutación en el interruptor. La misión de la red es doble: por una parte reduce las pérdidas en el paso a On; y por otra, permite disipar la energía almacenada en CRES. Debido a CRES la red forma un circuito resonante Rs-Ls-CRES. Vsw CRES LS Rs Figura 17 – Red Rs-Ls-CRES equivalente en el ton . Para que la energía almacenada por CRES se transfiera a la carga de inducción en lugar de disiparse en una bobina externa se aprovecha parte del inductor principal para que forme la bobina auxiliar. De esta forma se conforma un snubber regenerativo, ya que la potencia otrora disipada por la descarga del condensador, se entrega a la carga. Interruptor de SiC flexible aplicado a topologías de un dispositivo para inducción doméstica. 22 Inductor aux. Cooking inductor. Figura 18 – Inductor principal y auxiliar en el mismo arrollamiento. Se consigue un doble beneficio:  Eliminar las pérdidas en el paso a On debido a la energía extra almacenada en CRES debido a no trabajar en ZVS.  Transferir esa energía extra a la carga; ya que Ls se encuentra en el mismo arrollamiento que el inductor principal. Para el cálculo de las pérdidas en el transistor durante el ton asumimos su modelo resistivo, sustituyéndolo en el circuito equivalente por la resistencia de conducción Rds del JFET. Se consideran dos circuitos equivalentes: por una parte el establecimiento de la corriente principal a través de de Req y Leq; y por otro el asociado a la descarga de CRES sobre la red resonante formada por el snubber. Manteniendo la hipótesis de que la corriente a través de Leq se mantiene constante durante la conmutación; y puesto que la descarga de CRES es un proceso rápido podemos separar ambos circuitos. 23 C1 Req C2 Leq VCC Vload Vsw LS Rs Rds Figura 19 - Corrientes en el paso a On. (Rojo: corriente inductor principal. Verde: corriente asociada a la descarga de C)  Pérdidas en ton. Analizando el circuito asociado a la descarga de CRES, previamente cargado a Vsw, tenemos un circuito RLC. Vsw CRES LS Rs Rds Figura 20 - Circuito equivalente formado por snubber regenerativo-Rds-CRES durante ton. La potencia disipada por la Rds del transistor es: Interruptor de SiC flexible aplicado a topologías de un dispositivo para inducción doméstica. 24 Ec 7 ∫ ( ) ( ) ∫ ( ) ∫( ( )) ∫ ( ) ∫ ( ) [∫ ∫ ( ) ] ( [ ( ) ( )])| → ( )| ( ) ⇒ → ( ) Con: s L R 2   ; RdsRsR ; 22   o ; CLs o1   Simplificando: Ec 8 ⏞ 25 Se observa que la energía almacenada en el condensador se reparte proporcionalmente a la resistencia Rds y Rs. Por lo que interesará que la Rds sea lo mas pequeña posible y que la bobina auxiliar tenga muy buen acoplo con la carga para que Rs sea grande y se transfiera la mayor parte de la energía a ella.  Pérdidas en toff. Por otro lado, en el paso Off tenemos una bobina con corriente, y se quiere pasar a corte el transistor, por lo que la tensión entre sus extremos crecerá, de acuerdo con: Ec 9 () () s di t v t L dt  Se debe intentar minimizar el efecto de cortar la corriente por la bobina, ya que tiende a aumentar la tensión en el momento de corte; por lo que estaríamos con una conmutación dura, que incrementará las pérdidas en el paso a Off. C1 Req Leq VCC Vload LS Rs Ipk Ipk Ipk Tsw Figura 21 - Circuito equivalente paso a Off snubber regenerativo. De forma análoga a la de antes, se calcula la potencia disipada sobre el interruptor, suponiendo un corte de corriente de forma triangular, como: 𝑣(𝑡)𝐿𝑠 𝐿𝑠 𝑑𝑖(𝑡) 𝑑𝑡 𝑣(𝑡)𝑅𝑠 𝑅𝑠𝑖(𝑡) 𝑣(𝑡)𝐹𝐸𝑇 𝐿𝑠 𝑑𝑖(𝑡) 𝑑𝑡 𝑅𝑠𝑖(𝑡) Interruptor de SiC flexible aplicado a topologías de un dispositivo para inducción doméstica. 32 Resultados y conclusiones. 5. Para la obtención de los resultados experimentales, y como ya se ha mencionado, se desarrolló una tarjeta que permitiera una plataforma hardware para validar las pruebas. Se ha denominado “Tarjeta de Cascodo flexible”, ya que dicha tarjeta no está limitada a una única topología, sino que presenta el concepto “interruptor”, siendo válida para cualquier estructura, incluyendo más o menos tarjetas conectadas. Incluyéndose todos los elementos necesarios para la actuación sobre el JFET de SiC. Se detalla más ampliamente en el ANEXO2. A continuación se muestran los resultados mas significativos para una carga de inducción obtenidos a partir de la “Tarjeta de Cascodo flexible” para varios modos de trabajo: sin snubber, snubber regenerativo y snubber resonante. En la Figura 26 se presentan los resultados experimentales de las potencias disipadas frente a los valores de descarga de tensión del condensador. Se aprecia cómo en el funcionamiento sin snubber la potencia disipada crece de forma cuadrática. El funcionamiento con snubber ofrece muy buenas características, especialmente cuando comienza a crecer la tensión de descarga. A medida que esta crece el snubber resonante tiene un peor comportamiento que el snubber regenerativo, ya que este no se ve afectado por la descarga de condensador; sin embargo tiene un peor comportamiento para bajas tensiones, ya que las pérdidas debidas a la inductancia se mantienen. En cualquier caso el snubber resonante ofrece un mejor resultado que sin snubber para cualquier rango de trabajo. Las líneas de tendencia de segundo orden se muestran en negro punteado. Se aprecia la disminución de los coeficientes de las ecuaciones del snubber regenerativo y snubber regenerativo resonante respecto al funcionamiento sin snubber. 33 Figura 26 – Comparativa de potencia disipada frente a ΔV para funcionamiento del Cascodo flexible sin snubber, con snubber regenerativo y snubber resonante. Datos: Vin=230v, Ls=2µH, Cs=2.2nF, Rs=1Ω, CRES=30nF, Leq=168µH, Req=15Ω, f=40KHz. A continuación se presentan las comparativas de los resultados obtenidos experimentalmente y los calculados teóricamente para los distintos modos de trabajo. y = 0,0004x2 - 0,0215x + 6,016 y = 4E-06x2 + 0,0183x + 6,834 y = 0,0002x2 + 0,0071x + 3,7263 0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20 050 100 150 200 250 P[W] dV Sin Snubber Snubber Regen Snubber Res y = 0,0004x2 - 0,0195x + 5,4691 y = 0,0006x2 + 2,0521 0 10 20 30 020 40 60 80 100 120 140 160 180 200 Sin snubber Exp Teor dV P y = 4E-06x2 + 0,0166x + 6,2127 y = 5E-05x2 + 0,0039x + 6,2742 0 2 4 6 8 10 12 14 020 40 60 80 100 120 140 160 180 200 Snubber regen. Exp Teor dV P Interruptor de SiC flexible aplicado a topologías de un dispositivo para inducción doméstica. 34 Figura 27 – Comparativa de los resultados experimentales y teóricos en los distintos casos. Datos: Vin=230v, Ls=2µH, Cs=2.2nF, Rs=1Ω, CRES=30nF, Leq=168µH, Req=15Ω, f=40KHz. Las pérdidas disipadas por el transistor se corresponden bastante bien con la teoría, especialmente en los dos últimos casos, ya que al incluir los elementos adicionales del snubber los efectos parásitos quedan incluidos en los primeros. Las diferencias pueden deberse a divergencias entre los valores parásitos utilizados teóricamente frente a los valores reales, y algunos otros parásitos no tenidos en cuenta en la teoría. En cualquier caso las tendencias se ven plenamente verificadas. Se observa que, efectivamente, con el snubber disminuimos las pérdidas en el transistor, incluso trabajando fuera de los modos óptimos ZVS, por lo que al poder conmutar con tensión en él se puede extender el rango de operación sin limitarse a mantener la condición ZVS, que como ya se demostró era muy restrictiva en cuanto a frecuencia de operación y ciclo de trabajo. Así según se trabaje hacia un lado u otro de la zona ZVS (aumentando o disminuyendo D, manteniendo la frecuencia constante) se aumenta o disminuye la potencia entregada a la carga de forma lineal. ZVS POWER DOWN POWER UP D↓↓ D↑↑ Figura 28 – Regulación de potencia según tensión en el interruptor. Así pues, se obtiene un dispositivo que puede operar en un área extensa de trabajo y no sólo en un punto cómo en ZVS, ya que se puede variar D y la frecuencia de manera independiente, ganando grados de libertad; mientras se mantiene un rendimiento elevado en toda la zona de trabajo. y = 0,0002x2 + 0,0065x + 3,3875 y = 0,0002x2 - 0,0033x + 3,0499 0 2 4 6 8 10 12 14 020 40 60 80 100 120 140 160 180 200 Snubber regen. resonante Exp Teor P dV 35 En la Figura 29 se muestran los rendimientos calculados frente al ciclo de trabajo y frecuencia de conmutación. Puede observarse que el rendimiento en el caso del 1SW decae rápidamente en cuanto se opera fuera de la zona ZVS; mientras que en el caso de trabajar con el snubber regenerativo resonante los límites de operación se suavizan, permitiendo una zona de trabajo más amplia. Esto se observa gráficamente en la Figura 29 donde se puede ver que las zonas verdes son más amplias y presentan transiciones mas suaves que las correspondientes al 1SW-QR. Figura 29 – Rendimiento para: izqda) snubber resonante, dcha)1SW-ZVS Datos: Vin=230v, Ls=2µH, Cs=2.2nF, Rs=1Ω, CRES=30nF, Leq=168µH, Req=15Ω. Interruptor de SiC flexible aplicado a topologías de un dispositivo para inducción doméstica. 36 ZVS D f ZVS Zona extendida , D var para f const. f D Figura 30 – Comparación de pérdidas en el transistor para: a) 1SW con snubber resonante, b) 1SW-ZVS. Datos: Vin=230v, Ls=2µH, Cs=2.2nF, Rs=1Ω, CRES=30nF, Leq=168µH, Req=15Ω Se observa en la Figura 30a como en la zona fuera de ZVS para D bajo, las pérdidas se mantienen bajas. Mientras que si lo comparamos con b) las pérdidas empiezan a crecer rápidamente, haciendo inviable su uso. Si bien había comentado que se podía aumentar o disminuir D, vemos que para D mayores de 0.8 las pérdidas se incrementan con mucha rapidez; esto es debido a que la corriente crece mucho, por lo que las pérdidas por conducción aumentan (se está trabajando con mucha potencia) empeorando el funcionamiento. a) b) 37 Figura 31 – Variación de Irms por el transisor para D, y para varios Cs En la Figura 31 se muestran los valores de corriente RMS por el transistor en función del ciclo de trabajo para varios Cs , se observa que el valor mínimo de corriente se corresponde con la zona de ZVS, lo que contribuye a que disminuyen las pérdidas globales, ya que las pérdidas por conducción son las mínimas. A medida que varía el ciclo de trabajo la corriente se incrementa, aumentando la potencia en el transistor, empeorando su rendimiento. En el entorno de D=0.2 puede verse en la Figura 31 que la corriente presenta un máximo, que hace que las pérdidas de conducción en el transistor sean mayores. No obstante, como se ve en la Figura 30a la etapa presenta unas pérdidas muy bajas. Figura 32 – Variación de potencia en la carga. Las zonas planas corresponden a la zona ZVS, que como se ve no ofrece regulación mediante D. Se puede observar en la Figura 32 que la variación de potencia entregada a la carga depende del ciclo de trabajo y de la frecuencia de operación a la que se opera. En el caso del 1SW ambos parámetros están ligados ya que si se opera fuera de la zona ZVS D I[A] D f Interruptor de SiC flexible aplicado a topologías de un dispositivo para inducción doméstica. 38 (zonas planas de la Figura 32) las pérdidas crecen muy rápidamente. Mientras que la operación con el snubber regenerativo resonante permite operar combinando ciclo de trabajo y frecuencia de conmutación para obtener el punto de trabajo deseado; independizando ambas variables. 5.1. Conclusiones. La importancia de extender el rango de operación de un inversor de un solo dispositivo no es sólo aumentar el área de trabajo posible, si no también poder operar en diversas zonas con frecuencias fijas. Esto es importante en el control de las cocinas donde hay varios inversores trabajando simultáneamente y que necesitan potencias distintas, ya que en el 1SW hay un problema de intermodulación entre ellos que hace en la cocina puedan aparecer ruidos audibles desagradables para el usuario, y afecte a los filtros y red eléctrica. Se ha mostrado que la topología de 1SW-QR es muy ventajosa frente a otras estructuras típicas: puente y semi-puente. Podemos destacar sus ventajas como:  Sencillez: un único semiconductor, por lo que también es más económica.  Alto rendimiento: al tener un único dispositivo semiconductor las pérdidas sólo tienen lugar en éste. Además al ser estructuras resonantes las pérdidas de conmutación prácticamente se eliminan.  Driver simple: de nuevo, puesto que sólo hay un dispositivo, el driver será único. Pero además es más sencillo, ya que está referenciado a la masa del circuito; por lo que no es necesario excitación flotante, ni aislamiento eléctrico para la excitación como ocurre con otras topologías. Siendo todavía mas sencillo con la estructura cascodo, ya que se puede excitar con tensión unipolar en caso de utilizar dispositivos JFET. Por todo lo anterior es idónea para cocinas multi-output/multi-inverter, e induction zone, dónde la zona de inducción es toda la superficie de la cocina compuesta por un gran número de pequeños inductores. La principal desventaja era su limitado control, un único grado de libertad. Pero como se ha demostrado añadiendo el snubber las pérdidas adicionales por trabajar fuera de los modos óptimos ZVS se pueden minimizar. Esto es realizable gracias a la tecnología de SiC, que presenta unos tiempos de conmutación inferiores al Si; y como se ha demostrados las pérdidas dependen de este tiempo; que junto a la alta capacidad de cortar corriente por su di/dt, y su limitación en corriente característica del JFET podemos trabajar de manera segura fuera de los modos ZVS, dónde ocurren transiciones muy abruptas. 39 5.2. Líneas futuras. La aportación de este proyecto permite futuros trabajos en el marco de investigación del GEPM sobre la flexibilización y la extensión del rango de trabajo de las etapas de potencia. Especialmente el 1SW-QR; pero no sólo ésta, ya que los resultados son válidos para cualquier red en la que exista una capacidad en paralelo con el interruptor. Algunas de las posibilidades que ofrece son:  Evitar la intermodulación y vibración que afecta a las cocinas de inducción cuando operan varios inversores simultáneamente.  Extender la operación y dotar de más grados de control al 1SW-QR, ya que al independizar frecuencia de operación y ciclo de servicio permite un control más amplio al explorar zonas no utilizadas hasta ahora.  Posibilitar la fabricación a un coste reducido de las cocinas tipo “induction zone” y multi-inverter; ya que permitir operar el inversor a una determinada frecuencia pero con potencias distintas, sin que se vean afectados por la intermodulación entre ellos. Interruptor de SiC flexible aplicado a topologías de un dispositivo para inducción doméstica. 40 REFERENCIAS. 6. 1 Apuntes del Máster oficial de Ingeniería Electrónica (Universidad de Zaragoza). 2 Acero, J.; Alonso, R.; Burdio, J.M.; Barragan, L.A.; Puyal, D.; , "Analytical equivalent impedance for a planar circular induction heating system," Magnetics, IEEE Transactions on , vol.42, no.1, pp. 84- 86, Jan. 2006 doi: 10.1109/TMAG.2005.854443 3 Puyal, D.; Bernal, C.; Burdio, J.M.; Millan, I.; Acero, J.; , "A new dynamic electrical model of domestic induction heating loads," Applied Power Electronics Conference and Exposition, 2008. APEC 2008. Twenty-Third Annual IEEE , vol., no., pp.409-414, 24- 28Feb.2008 doi: 10.1109/APEC.2008.4522754 4 Acero, J.; Burdío, J.M.; Barragán, L.A.; Navarro, D.; Alonso, R.; Garcia, J.R.; Monterde, F.; Hernandez, P.; Llorente, S.; Garde, I.; , "The domestic induction heating appliance: An overview of recent research," Applied Power Electronics Conference and Exposition, 2008. APEC 2008. Twenty-Third Annual IEEE, vol., no., pp.651-657, 24- 28 Feb. 2008. 5 Llorente, S.; Monterde,F.; Burdío, J.M.; Acero, J.; , "A comparative study of resonant inverter topologies used in induction cookers," Applied Power Electronics Conference and Exposition, 2002. APEC 2002. Seventeenth Annual IEEE,vol.2, no., pp.1168-1174 vol.2, 2002. 6 Bernal, C.; Gaudo, P.M.; Gallego, A.; Otin, A.; Burdio, J.M.; , "Half-bridge resonant inverter for domestic induction heating based on silicon carbide technology," Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC), 2012 Twenty-Seventh Annual IEEE , vol., no., pp.2218-2222, 5-9 Feb. 2012 doi: 10.1109/APEC.2012.6166130 7 Gaudo, P.M.; Bernal, C.; Otin, A.; Burdio, J.M.; , "Silicon carbide JFET resonant inverter for induction heating home appliances," IECON 2011 - 37th Annual Conference on IEEE Industrial Electronics Society , vol., no., pp.2551-2556, 7-10 Nov. 2011 doi: 10.1109/IECON.2011.6119711. 8 Lucia, O.; Burdio, J.M.; Millan, I.; Acero, J.; Llorente, S.; , "Efficiency optimization of half-bridge series resonant inverter with asymmetrical duty cycle control for domestic induction heating," Power Electronics and Applications, 2009. EPE '09. 13th European Conference on , vol., no., pp.1-6, 8-10 Sept. 2009. 9 Burdio, J.M.; Monterde, F.; Garcia, J.R.; Barragan, L.A.; Martinez, A.; , "A twooutput series-resonant inverter for induction-heating cooking appliances," Power Electronics, IEEE Transactions on , vol.20, no.4, pp. 815- 822, July 2005 doi: 10.1109/TPEL.2005.850925. 10 Lucia, O.; Carretero, C.; Burdio, J.M.; Acero, J.; Almazan, F.; , "Multiple-Output Resonant Matrix Converter for Multiple Induction Heaters," Industry Applications, 41 IEEE Transactions on , vol.48, no.4, pp.1387-1396, July-Aug. 2012 doi: 10.1109/TIA.2012.2199456 11 Lindgren, A.; Domeij, M.; , "Fast switching 1200 V 50 A silicon carbide BJT's in boost converters," Power Electronics and Applications (EPE 2011), Proceedings of the 2011-14th European Conference on , vol., no., pp.1-8, Aug. 30 2011-Sept. 1 2011. 12 Gaudo, P.M.; Bernal, C.; Avellaned, J.; Burdio, J.M.; , "Intermodulation distortion in 1SW-ZVS multi-inverter for induction heating home appliances," Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC), 2012 Twenty-Seventh Annual IEEE , vol., no., pp.2223-2228, 5-9 Feb. 2012 doi: 10.1109/APEC.2012.6166131 13 Saoudi, M.; Puyal, .; Bernal, C.; ntón, .; Mediano, .; , nduction coo ing systems with single switch inverter using new driving techniques," Industrial Electronics (ISIE), 2010 IEEE International Symposium on , vol., no., pp.878-883, 4-7 July 2010 doi: 10.1109/ISIE.2010.5637246 14 S. Llorente, F. Monterde, J.M. Burdio and J. cero, “ Comparative Study of Resonant Inverter Topologies Used in nduction Coo ers”, Applied Power Electronics Conference and Exposition, APEC 2002, Vol. 2, pp. 1168-1174. Interruptor de SiC flexible aplicado a topologías de un dispositivo para inducción doméstica. 48 Agrupando y aplicando las equivalencias Thevenin y Norton sucesivamente se puede simplificar el circuito anterior: Req sLeq Rs 1/sCs IpkLeq IpkLs sLS 1/sCRES 1/sCRES Figura 35 – Equivalentes Thevenin y Norton del circuito. Agrupando los generadores y las impedancias se calcula la corriente del circuito: Ec 19 [ ( )] Ec 20 [ ⏞ ( )] [ ⏞ ] [ ( )] 𝐼𝑝𝑘 𝐶𝑠( 𝑠 𝑠 𝑇𝑠𝑤) 𝐼𝑝𝑘 [𝐿𝑠 𝐶𝑠( 𝑠 𝑠 𝑇𝑠𝑤)] 𝐼𝑝𝑘 𝐿𝑒𝑞 𝑠𝐿𝑒𝑞 𝑅𝑒𝑞 𝑠𝐿𝑒𝑞 𝑅𝑒𝑞 𝐿𝑠𝐶𝑠𝑠 𝑅𝑠𝐶𝑠𝑠 𝑠𝐶𝑠 𝑠𝐿𝑒𝑞 𝑅𝑒𝑞 𝐿𝑒𝑞𝐶𝑒𝑞𝑠 𝑅𝑒𝑞𝐶𝑒𝑞𝑠 𝐿𝑠𝐶𝑠𝑠 𝑅𝑠𝐶𝑠𝑠 𝑠𝐶𝑠 𝐼𝑝𝑘 [𝐿𝑠 𝐶𝑠( 𝑠 𝑠 𝑇𝑠𝑤)] 𝐼𝑝𝑘 𝐿𝑒𝑞 𝐿𝑒𝑞𝐶𝑒𝑞𝑠 𝑅𝑒𝑞𝐶𝑒𝑞𝑠 49 [ ( ) ( )] [ ( ) ( )] [ ( ) ( )] Haciendo la transformada inversa de Laplace para obtener la corriente en el dominio temporal: Ec 21 ( ) [ ( ) √ ( √ ) ⏞ ( ) ( √ ) ⏞ ( ) ] [ ( )] ( ) La tensión en Cs se calcula como: Ec 22 ( ) ∫ ( ) ∫ ( ⏞ → ) Calculando la energía por ciclo del paso a Off sobre el transistor: Ec 23 ∫ ( ) ⏞ ( ) ( ) ∫ ( ) Interruptor de SiC flexible aplicado a topologías de un dispositivo para inducción doméstica. 50 A.3 Cálculo del condensador óptimo. Con las expresiones anteriores Ec 18 y Ec 23 obtenemos la energía total como la suma de ambas. Existirá un valor de capacidad para el cual la energía sea mínima. Se puede calcular derivando la energía respecto a Cs e igualando a cero; de forma que se obtiene: Ec 24 → ( ( ) ) → → √ Se observa que depende tanto de la tensión previa como de la corriente que circula por las inductancias en el momento de la conmutación. Se ve también, que depende cuadráticamente con el tiempo de conmutación, es por esto que son necesarios dispositivos rápidos para que las pérdidas no crezcan demasiado. Figura 36 – Pérdidas en el transistor respecto a Cs. Azul: pérdidas utilizando las aproximaciones. Rojo: ecuaciones exactas. Datos: ΔV=100v, Ls=2µH, Cs=2.2nF, Rs=1Ω, CRES=30nF, Leq=168µH, Req=15Ω. Se aprecia que las ecuaciones aproximadas tienen un buen comportamiento, especialmente hacia valores dónde las aproximaciones son más exactas, en dónde ambas tienden a converger. En el mínimo divergen un poco, aunque el valor de la derivada es el mismo en ambos; así pues para el cálculo del valor óptimo de la capacidad son una E[J] Cs[F] 51 muy buena aproximación y nos permiten tener una cota máxima de las pérdidas presentes (Figura 37). Figura 37 – Derivada de la energía respecto a Cs. Azul: aproximaciones. Rojo: ecuaciones exactas. La gráfica en rojo no es visible por coincidir plenamente con la azul. Datos: ΔV=100v, Ls=2µH, Cs=2.2nF, Rs=1Ω, CRES=30nF, Leq=168µH, Req=15Ω. 5. 10 9 1. 10 8 1.5 10 8 2. 10 8 6000 4000 2000 2000 4000 Cs[F] dE/dCs 53 B. Anexo 2 B.1 Introducción cascodo flexible. Una de los problemas que actualmente se derivan del uso de la nueva tecnología de carburo de silicio SiC es la confección de circuitos de disparo (drive) específicos. Para posibilitar la utilización en inducción doméstica de la tecnología SiC se ha desarrollado una estructura formada por dos transistores en configuración cascodo [ a ] La estructura de cascodo se caracteriza por tener dos o más interruptores en serie (o en cascada, de ahí el nombre). Primeramente se utilizó como estructura simétrica, con todos los interruptores iguales, de manera que a partir de la conexión en serie de los mismos se conseguía aumentar la tensión de bloqueo del sistema. D G S J1 J2 J3J4J5J6 D1D2D3D4D5 Figura 38 - Ejemplo “super-cascodo” simétrico [ b ]. Otra opción, desarrollada posteriormente, consiste en utilizar un cascodo asimétrico [ c ] de manera que un dispositivo es el encargado de soportar la tensión de bloqueo; y el otro se encarga de hacer conmutar al primero, pudiéndose utilizar un dispositivo de menor tensión (y más barato) y más rápido como control del principal. Esta opción permite aprovechar al máximo las ventajas tecnológicas de dispositivos muy distintos. El JFET es el interruptor principal encargado de controlar la tensión mayor; y el MOS se utiliza a efectos de diver para controlar el JFET. De manera que cuando se corta el MOS inferior la tensión Vs crece, por lo que Vgs=Vg-Vs disminuye; forzando el corte del JFET, siendo este el que soporta la tensión principal. Interruptor de SiC flexible aplicado a topologías de un dispositivo para inducción doméstica. 54 JFET On → Vgs>Vt JFET Off → Vgs<Vt Vg Vs JFET SiC MOS Si Figura 39 - Cascodo asimétrico, SiC-Si. Puesto que la utilización del MOS es forzar el cierre del JFET se puede utilizar un interruptor de baja tensión, con muy pocas pérdidas en conducción de manera que las pérdidas por la inclusión de otro elemento en serie con la corriente principal no sean demasiado elevadas. En este caso se utiliza un JFET de Carburo de Silicio (SiC) de 1200v en cascada con un MOS de Silicio (Si) de 40v. Se han seleccionado los siguientes dispositivos: MOS: IPP023N04N – 40 V, 90 A, 2.3 m. JFET: SJDP120R085 – 1200V, 27 A, 85 m. Como se observa, la resistencia en conducción del MOS es muy inferior a la del JFET, por lo que la inclusión de este no afecta demasiado a las pérdidas globales del sistema. Este método permite controlar fácilmente el JFET de SiC, ya que el control se realiza a través del MOS, con las ventajas de posibilidad de control con tensión unipolar, y normally-OFF, por lo que no hay problemas de cortocircuitos por fallo de control. Tampoco son necesarios elementos para limitar el crecimiento incontrolado de corriente, a diferencia de los dispositivos bipolares; ya que el JFET limita la corriente intrínsecamente por su canal. Para este proyecto se ha desarrollado una tarjeta con una configuración de cascodo que nos permite configurar cualquier topología de convertidor simplemente colocando más o menos tarjetas. Dicha tarjeta hace la función de un interruptor, incorporando todos los elementos de driver y excitación, facilitando el control. B.2 Tarjeta cascodo flexible. continuación se detalla y explica el funcionamiento de la “tarjeta cascodo flexible”. En la tarjeta se han incluido dos conjuntos cascodos, de manera que se puedan utilizar en paralelo en caso de ser necesario manejar más corriente, ventaja que presentan los dispositivos FET frente a los bipolares, ya que estos no se pueden paralelizar debido a su funcionamiento de conducción por avalancha que hacen que tiendan a destruirse por calentamiento al conducir toda la corriente un solo dispositivo. 55 Las características que presenta la tarjeta son:  Aislamiento DC-DC: se incluye un conversor DC-DC aislado (TRACO TEL5- 1212) que estabiliza la tensión de alimentación a 12V para alimentar la parte de driver de baja tensión y proporcionar aislamiento entre la parte de control y la de alta tensión; de esta manera se evitan acoplamientos y ruido a través de la alimentación.  Dos entradas: una directa, sin aislamiento; y otra aislada mediante optoacoplador: Fairchild FOD3180, con frecuencia máxima de 250kHz y 2A de pico de corriente de salida. De esta manera tenemos una entrada robusta y aislada para ser utilizada en topologías puente o con dispositivos que necesiten tensiones flotantes; y otra directa para topologías referenciadas a masa y que pueden ser conmutadas a mayor velocidad.  Incluye una etapa de adaptación de niveles para generar la señal de disparo del MOSFET, así como la limitación de corriente para el JFET durante los tiempos de On. A partir de un diodo zener se genera una tensión negativa para ayudar al MOSFET a conmutar más rápidamente y minimizar las pérdidas.  Se ha cuidado especialmente el diseño para evitar el acoplamiento e interferencias, incluyendo condensadores de filtrado, chokes en modo común, y ferritas.  Se ha incluido un termopar tipo K para poder medir la temperatura de la cápsula; y a través de la resistencia térmica θja relacionar las pérdidas eléctricas en el transistor. LOAD +V LOAD -V CASCODO 1 CASCODO 2 ENTRADA AISLADA ENTRADA DIRECTA VCC AISLADA CASCODO FLEXIBLE Figura 40 – Esquema tarjeta cascodo flexible. Interruptor de SiC flexible aplicado a topologías de un dispositivo para inducción doméstica. 56 Las ventajas que destacan en este diseño son:  Versatilidad: ya que se puede formar la topología deseada, simplemente conectando las tarjetas que se requieran (puente, semi-puente, 1-switch,…); que como se ha comentado presenta aislamiento, tanto en la alimentación como en el disparo, por lo que no hay problemas al excitarlas ya estén referenciados a masa los interruptores o no.  Simplicidad: el control se realiza de manera Standard, sin preocuparse de las particularidades del JFET. El acondicionamiento de la señal de disparo incluye tensión negativa para el corte del JFET, como la limitación de corriente de puerta para el encendido. Es válido cualquier algoritmo de control propio de la topología a estudiar.  Normally OFF: puesto que la conducción de la estructura está sujeta a la conducción del MOSFET, en ausencia de excitación el conjunto no conduce; aunque el JFET de SiC sea Normally ON.  Ausencia de diodo antiparalelo: el JFET presenta una conducción bilateral; y debido al diodo intrínseco del MOSFET no hacen falta diodos adicionales como en otros dispositivos unidireccionales como los IGBTs. La conducción inversa al realizarse a través del propio canal del JFET la potencia es incluso menor que si se hiciera a través de un diodo.  Conducción unipolar: debido a que tanto el MOSFET como el JFET las corrientes son por portadores mayoritarios no existen corrientes de difusión, ni tiempos de recombinación, propios de dispositivos bipolares como los IGBTs, por lo que permite mayores frecuencias de conmutación. Las principales desventajas que presenta son:  Mayores pérdidas de conducción: ya que al incluir otro semiconductor en serie se producen mayores pérdidas debido a la Rds del MOSFET. No obstante se pueden minimizar eligiendo un modelo apropiado como en este caso con tan sólo 2.3 m, frente a los 85 m; lo que supone un incremento de sólo un 2.7%.  Problemas de ringing y oscilaciones: en la conmutación, el punto medio del cascodo, entre la fuente del JFET y el drenaje del MOSFET, queda flotante; ya que la tensión de puerta de uno depende del corte del otro, pero este a su vez depende de la corriente que corta el JFET, dependiente de la tensión de puerta. Por lo que conlleva una serie de oscilaciones y realimentación que hace que la tensión y la corriente en el momento de la conmutación oscile; lo que causa mayores pérdidas. 57 Figura 41 - Ringing Vgs y tensión en el SW. De la comparativa de los resultados teóricos y los obtenidos experimentalmente se observa que ambos concuerdan bastante bien, por lo que no tiene consecuencias significativas sobre el funcionamiento global del sistema. Interruptor de SiC flexible aplicado a topologías de un dispositivo para inducción doméstica. 64 application and the direct relation between control frequency and output power delivered to the load. Some techniques have been previously proposed to overcome this lack of flexibility that arises from the need to operate in ZVS or ZVDS modes, as the use of different gate driver techniques in [5]. This proposal reduces the problem with high current pulses due to discharge of resonant capacitor, but not improve the transistor losses in resonant inverter. More complex active clamp networks have been proposed in [6] and [7], these options allow for a more flexible and efficient inverter but add more active components, thus eliminate the accepted advantages of single switch inverters over the half bridge topology. Figure.1 shows the proposed one-switch resonant inverter with a regenerative inductive snubber. The snubber composed by Ls- Rs can be considered regenerative as is comprised of a few windings (2 turns) of the main induction coil, presents some resistance losses Rs associated to part of the ferromagnetic material to be heated. Therefore, the in-other-cases-dissipated power caused by the turn-on procedure in non-ZVS conditions, is delivered to the heated load in this particular case. An additional Cs shunt snubber has to be added to regain soft switching ZVS operation on the transistor at turn-off process. The only disadvantage that has been identified for this topology is the need for an intermediate connector in the induction coil. This paper presents the inverter modeling equations, the optimization procedure of the complex snubber network Rs-Ls-Cs and shows experimental results with good agreement with the theoretical ones. The proposal presented in this paper, provides flexibility and efficiency while maintaining the minimum transistor count. To implement itfull advantage is taken of the fast switching times inherent to SiC technology. REGENERATIVE SNUBBER PRINCIPLES The different circuit intervals associated with regenerative and dual snubber in single switch ZVS topology are shown in Fig. 2. Figure 1: Single switch inverter with inductive snubber 65 The turn-on switching is shown in Fig. 2 (a), it assumes previous switch voltage ∆VSW at VSW>0. Turn on causes the discharge of the Cs capacitance in the transistor, this discharge adds extra energy to transistor switching losses ECs=0.5Cs(∆VSW)2. Drain to source voltage VDS falls quickly to cero as VSW voltage is simultaneously raising at inductive part of the snubber Ls, this turn-on snubber “behavior” greatly reduces transistor voltage and switching losses due to non-ZVS turn-on of the transistor. Once completed the turn-on interval, the remaining energy is circulated over the series resonance Ls-Rs-C1//C2 in a number of damped cycles by Rs is part of the snubber. This energy is therefore saved; as the series transistor on resistance Ron is much lower than snubber resistance Rs. Resonant period is much larger than rise time of transistor current but much shorter than main switching period. This is due to the value of the snubber inductance Ls which is much less than main inductance Leq and resonates in the same Ct=C1+C2 capacitor. The next interval is the ON period (Fig. 2 (b)). There are no changes over the nonsnubbered topology, in this state absorbed current from mains transfers a new energy pack to the resonant inverter. To the end of this period the transistor gets its peak current at ID=Ipk. At the turn-off transition (Fig. 2 (c)) transistor current ID quickly drops in the time TSW, a new snubber component Cs is necessary to avoid direct crossing of voltage VDS and current ID at transistor. This enables to operate in ZVS turn-to-off switching as transistor voltage differs from VSW. The stored energy in the inductive part of the snubber ELS=0.5LsIpk2 is partly dissipated at the transistor. Again, the formed resonant circuit, this time composed by Ls-Rs-Cs, circulates this resonant energy in Rs as OFF resistance of the transistor can be approximated by its infinite value. The last interval is again identical to the non-snubbered case, direct circulation of storage energy by the parallel resonance Req-Leq-Ct. At the end of this the transistor voltage VDS raises to a non-cero value VSW. THEORETICAL ANALYSIS AND OPTIMIZATION This dual snubber (inductive-capacitive) needs to be well investigated and optimized. A full analysis of switching waveforms and circuit configurations has been completed, C1 Req C2 Leq VCC Control + Driver Vload Vsw LS RS C1 Req C2 Leq VCC Control + Driver Vload Vsw LS Rs (d) T:OFF CS CS C1 Req C2 Leq VCC Control + Driver Vload Vsw LS Rs CS C1 Req C2 Leq VCC Control + Driver Vload Vsw LS Rs CS VSB (c) T:ON->OFF VSB (b) T:ON (a) T:OFF->ON VSB VSB Figure 2: Switching and conduction processes in non-ZVS operation Interruptor de SiC flexible aplicado a topologías de un dispositivo para inducción doméstica. 66 this analysis assumes a linear rising and falling of transistor current over a given switching time TSW. Complete analysis will be provided if this paper is considered for the congress. As result of the analytical optimization process both snubber current and energy losses at turn-off can be approximated by Eqs 1,2: 1 ( ) ( ) ( ) ( )      ss pk C pk D Cs C ss S I I t I V t V t I t dt t CC (1) 2 2 00 ( ) ( ) 1 6         Tsw Tsw pk sw OFF Cs FET p s s s k pk w It T t E V t I t dt I dt I C T C (2) For the turn-on process, eq. 3 shows for the current through the transistor and eq. 4 the turn-on switching losses: 2 11 ( ) sin( )           s s on s Rt t L R C D so S n W I t V e t e LR (3) lim( ) 22 00 ( ) ( ) ( ) 42            Ton Ton To s SW SW non ON DS D DS D ON s t RC E V t I t dt V R I t dt E V C R (4) Where 21   st LC . Total energy dissipated by the transistor ET at both transitions and the optimum value for the capacitive snubber Copt can be calculated as: 2 212 4 2 6          s T SW ss DS sw ON OFF pk R C T E E E V C I RC (5) 22 2 2 00 26 3 pk sw sw opt p SW TT s ko ssSW pt IT VT EE C I C C C C V             (6) EXPERIMENTAL RESULTS A single switch inverter for a 500W mini-inductor has been designed and tested. Design parameters include: IPK=10A, ΔVSW=200V, TSW=70ns, Rs=1, Ls=1.98µH, an optimum Cs=2.2nF according to (6). Main load equivalent at 40 kHz switching frequency is Leq=189µH, Req=15 with a resonant capacitor Ct=30nF. The transistor tested is a SiC JFET from Semisouth [SJDP120R085]. The total ET switching losses at the snubber design point are 112µJ, almost six times reduction over the non-snubbered case of 600µJ. Experimental waveforms for non-ZVS are in Fig.3. 67 Figure 3: Voltage VSW and load current for non-ZVS cycle at ∆VSW=200V CONCLUSIONS This paper presents a novel regenerative snubber applied to single switch inverter for domestic induction heating applications. Theoretical analysis and results confirm its suitability in non-ZVS switching modes. The use of this non-ZVS operation, while maintaining low losses, is important to give to these SiC inverters the required flexibility. Future work includes the combination of several of these new developed inverters in a new platform of active zone cooking surfaces. REFERENCES [1] Acero, J.; Burdio, J.M.; Barragan, L.A.; Navarro, D.; Alonso, R.; Ramon, J.; Monterde, F.; Hernandez, P.; Llorente, S.; Garde, I.; , "Domestic Induction Appliances," Industry Applications Magazine, IEEE , vol.16, no.2, pp.39-47, March-April 2010. 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Interruptor de SiC flexible aplicado a topologías de un dispositivo para inducción doméstica. 68 [5] Saoudi, M.; Puyal, .; Bernal, C.; ntón, .; Mediano, .; , nduction coo ing systems with single switch inverter using new driving techniques," Industrial Electronics (ISIE), 2010 IEEE International Symposium on , vol., no., pp.878-883, 4-7 July 2010. [6] Park, N. J., D. Y. Lee, et al. (2007). "Study on the new control scheme of class-E inverter for IH-jar application with clamped voltage characteristics using pulse frequency modulation." Electric Power Applications, IET 1(3): 433-438. [7] Ogura, K.; Gamage, L.; Ahmed, T.; Nakaoka, M.; Hirota, I.; Yamashita, H.; Omori, H.; , "Performance evaluation of edge-resonant ZVS-PWM high-frequency inverter using trench-gate IGBTs for consumer induction cooking heater," Electric Power Applications, IEE Proceedings - , vol.151, no.5, pp. 563- 568, 9 Sept. 2004.