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Repositorio de la Universidad de Zaragoza – Zaguán http://zaguan.unizar.es Proyecto Fin de Carrera Elección de la frecuencia óptima de diseño para un sistema de calentamiento por inducción doméstico Autor: Máximo Pérez García Director y ponente: Diego Puyal Puente y Sergio Llorente Gil Escuela de Ingeniería y Arquitectura 2013 Agradecimientos Aprovecho este espacio para expresar mi gratitud a las personas que han colaborado en este proyecto, las que me han acompañado durante su consecución y las que en mayor o menor medida han hecho de mi estancia en el centro de competencia de inducción una muy agradable experiencia. Primero a mi director, Diego Puyal, por su esfuerzo, comprensión e impecable trato, por todos los conocimientos que me ha transmitido y su gran predisposición a la enseñanza, excelente profesional y mejor persona. A todos los compañeros que han colaborado en el proyecto por prestarme su ayuda y compartir sus conocimientos, entre ellos Oscar Gracia, Pablo Hernández, Cristina Díez, David Valeau, Chema de la Cuerda, Sergio Llorente, Alberto Jimeno, Carlos Calvo, Fernando Gutiérrez y demás compañeros involucrados en el proyecto. Y por último pero no menos importante a todos los compañeros con los que he compartido tiempo, experiencias, puesto de trabajo y muy buenos momentos, entre ellos Oscar Pallares, David Cros, Alberto Pérez, David Paesa, Alberto Ballester, Daniel Moros, Pablo Martínez, Manolo Almolda, Myriam Blanco, y todos los becarios que han pasado por el centro. A todos ellos, y a los que se me ha olvidado mencionar, gracias. Índice Índice 1. Justificación y antecedentes 1 1.1. Motivación y necesidad del proyecto 1 1.2. Objetivos del proyecto 1 1.3. Planificación del proyecto 2 2. Introducción 3 2.1. Calentamiento por inducción 3 2.2. Estado de la técnica 4 2.3. Modelo eléctrico equivalente 6 3. Análisis de la influencia de la frecuencia de resonancia en las etapas de potencia 7 4. Análisis de criterios para la selección de frecuencia 10 4.1. Escenarios de diseño planteados 11 4.2. Análisis de resultados (potencia, eficiencia y pérdidas) 13 4.2.1. Consideraciones técnicas y limitaciones prácticas 13 4.2.2. Análisis de resultados del escenario 1 15 4.2.3. Análisis de resultados del escenario 2 16 4.2.4. Análisis de resultados del escenario 3 18 4.3. Resumen 20 4.4. IGBT’s en simulación 21 4.5. Efectos de la cuantización del condensador de resonancia 23 5. Resultados experimentales 25 5.1. Aplicaciones de control y monitorización 25 5.2. Ensayos térmicos sin envolvente y setup experimental 27 5.2.1. Inductores empleados 27 5.2.2. Características específicas del ensayo 28 5.2.3. Comparativa a distintas frecuencias de resonancia 29 5.2.4. Comparativa entre IGBT’s 30 5.2.5. Comparación con diferentes separaciones inductor-recipiente 32 5.3. Ensayo de trabajo en condiciones realistas y setup experimental 33 5.3.1. Inductores empleados 34 5.3.2. Comparativa entre recipientes, modos de ventilación e inductores 35 5.4. Ensayos de EMC 37 6. Conclusiones 40 7. Futuras mejoras y líneas de investigación 42 Bibliografía 43 Índice ANEXOS A1. ZVS y pérdidas Inversor resonante serie y operación ZVS A1.1 Modelado de las pérdidas en los semiconductores A1.2 Eficiencia electrónica A1.4 A2. Código del programa de simulaciones Funciones empleadas para la simulación A2.1 Main (SC_123) A2.1 Busca_C2 A2.7 Modelo_carga_1 A2.8 Busca_C22_acc A2.9 Calcula A2.11 Interpola A2.12 Buscaf_P A2.14 A3. Resultados de las simulaciones Curvas de potencia eficiencia y pérdidas A3.1 Análisis de resultados del escenario 1 A3.1 Análisis de resultados del escenario 2 A3.5 Análisis de resultados del escenario 3 A3.9 Comparativa entre escenarios de diseño A3.12 Comparativa de IGBT’s en el escenario escogido A3.13 A4. Ensayos térmicos sin envolvente Comparativas en ensayos térmicos sin envolventes A4.1 IGBT 1 con carga Zenith resonante a 20 kHz y 30 kHz A4.1 IGBT 2 con carga Zenith resonante a 20 kHz y 30 kHz A4.2 Carga Zenith resonante a 20 kHz con IGBT 1 e IGBT 2 A4.3 Carga Zenith resonante a 30 kHz con IGBT 1 e IGBT 2 A4.4 Carga Silit resonante a 30 kHz con IGBT 2 y tres gap A4.5 A5. Ensayos térmicos con envolvente Comparativas en ensayos térmicos con envolvente A5.1 Comparativa respecto al modo de regulación de potencia A5.1 Influencia de los modos de ventilación forzada A5.2 Comparativa entre inductores con diferente resonancia A5.3 A6. Código del programa de muestreo y almacenamiento de variables Código para el muestreo continuo: temperatura y potencia A6.1 A7. Instrumental Instrumentación empleada A7.1 Índice Acrónimos: IH plataforma de inducción del segmento medio del mercado. MPX plataforma de inducción de bajo coste. EMC siglas de ElectroMagnetic Compatibility. PFC siglas de Power Factor Correction. ZVS siglas de Zero Voltage Switching. ZCS siglas de Zero Current Switching. IGBT siglas de Isolated Gate Bipolar Transistor. rms siglas de root mean square (valor eficaz). gap separación entre inductor y recipiente. FP siglas de factor de potencia. PCB siglas de Printed Circuit Board (placa de circuito impreso). SW switch (interruptor, refiriéndose a ambos IGBT en el inversor). PULS abreviatura de potencia pulsada o instantánea. BOOST abreviatura de potencia booster. NOM abreviatura de potencia nominal. Zen. abreviatura referente al recipiente tipo Zenith. Sil. abreviatura referente al recipiente tipo Silit. Hack. abreviatura referente al recipiente tipo Hackman. Resumen Resumen Este proyecto se enmarca dentro de las tareas de pre-desarrollo de la nueva generación de productos denominada IH6.2, cuyas conclusiones condicionan prácticamente todo el diseño posterior, tanto de la electrónica como de los inductores. Se pretende analizar las ventajas e inconvenientes competitivas o de coste de un cambio de paradigma en lo relativo a la frecuencia de trabajo, concretamente en el rango frecuencial de 20 kHz a 30 kHz, cuyos resultados afectan a los productos del segmento medio (IH) y bajo (MPX). Se han realizado simulaciones de la topología electrónica con diferentes modelos numéricos de cargas y varios modelos de interruptores de potencia (IGBT’s), bajo el marco de tres posibles escenarios de diseño, para evaluar los resultados de eficiencia electrónica a las nuevas frecuencias de conmutación y también preseleccionar IGBT, incluyendo la posibilidad de compatibilizar inductores ente ambas plataformas. Para completar el estudio se ha sometido a la electrónica de ambas plataformas, a dos tipos de ensayos de uso, con el objetivo de evaluar las prestaciones de la encimera y poder observar en qué medida cambian las condiciones de trabajo de diferentes partes de ésta, como son el filtro de red, el puente de diodos y los propios IGBT’s. 1 Justificación y antecedentes Página 1 1. Justificación y antecedentes La tecnología electrónica aplicada al calentamiento por inducción doméstico ha evolucionado desde sus orígenes en los años 70 hasta la actualidad, alcanzando cierto grado de madurez. Aunque la mayoría de las encimeras comercializadas actualmente comparten la misma topología electrónica inversora (el semipuente resonante serie), existen multitud de dispositivos electrónicos con los que poder conformarla. Este proyecto de desarrolla dentro del marco de colaboración existente entre el Departamento de Ingeniería Electrónica y Comunicaciones de la Universidad de Zaragoza y la empresa BSH Electrodomésticos España (Bosch and Siemens Home Appliances Group). Actualmente, fruto de dicha colaboración se han realizado más de 50 proyectos fin de carrera, 10 tesis doctorales y numerosas patentes. 1.1. Motivación y necesidad del proyecto Partiendo de trabajos previos surgidos de dicha colaboración, este proyecto tiene el propósito de colaborar en las tareas de pre desarrollo de la nueva generación de productos, denominada IH6.2 y cuyas conclusiones condicionan prácticamente todo el diseño posterior tanto de la electrónica como de los inductores. Se pretende analizar las ventajas e inconvenientes de un cambio de paradigma en lo relativo a la frecuencia de trabajo, cuyos resultados afectarán a los productos de segmento medio (IH) y a la plataforma de bajo coste, a la que nos referiremos en adelante como Multiplex o MPX. Más allá del diseño electrónico, es evidente que multitud de elementos que influyen notablemente en la eficiencia de la encimera, como es el caso de las ferritas que incluye el inductor, la multitud de recipientes que pueden emplearse, o la separación entre inductor y recipiente por ejemplo. Se reparará en este último caso debido al interés existente en disminuir la temperatura del inductor aumentando la separación inductor recipiente, y además poder observar en qué medida cambian las condiciones de trabajo para la electrónica. 1.2. Objetivos y alcance del proyecto Será principalmente analizar las ventajas competitivas o de coste por trabajar a frecuencias por debajo de las empleadas en las plataformas actuales, más concretamente 20 kHz respecto a 30 kHz. Para ello se medirá la eficiencia de la encimera actual y tratar de mejorarla mediante diversos prototipos, definiendo varias figuras de mérito tales como las pérdidas eléctricas del inversor, la eficiencia global, el rendimiento electrónico y las prestaciones de la encimera en condiciones reales de funcionamiento de la etapa. 3. Análisis de la frecuencia de trabajo Página 8 La característica de potencia también depende de la temperatura, pero en este proyecto no se ha pretendido testear a los inductores en ese sentido, en simulación no se contempla dada la complejidad y no disponibilidad de modelos, y en los ensayos no se alcanzan temperaturas críticas en el inductor, sino en los dispositivos de conmutación, que son el objeto de estudio. Determinada una configuración para el inductor (número de espiras, frecuencia de resonancia, potencia máxima en la frecuencia menor de la zona ZVS), es necesario disponer de los dispositivos (IGBT’s en este caso) adecuados para el manejo de la potencia en todo el rango frecuencial. Las pérdidas de potencia en estos dispositivos se pueden descomponer en dos, las asociadas a las caídas óhmicas en conducción y a las ocasionadas por las conmutaciones no ideales (en nuestro caso las de turn-off, anexo 1). Las pérdidas en conmutación dependen además de la frecuencia de la corriente de corte, el valor del condensador de snubber y las características del IGBT como son la cola de corriente, la velocidad, etc. Así, la selección del IGBT debe hacerse de acuerdo al compromiso entre pérdidas de conducción-conmutación para una tecnología dada. Hay que tener en cuenta que en la aplicación, los IGBT regulan (variando frecuencia, ciclo de trabajo, etc…) y por tanto, en un uso típico éste pasa por todas las situaciones de operación p.ej. en un ensayo de worst case. En nuestro caso lo habitual será trabajar con corrientes eficaces de alrededor de 40 Arms, tensiones de pico de 325 V y frecuencias superiores a 30 kHz. Sin embargo actualmente, se plantea la necesidad de estudiar las ventajas e inconvenientes de operar a frecuencias menores, ya que si por un lado se reducen las pérdidas por conmutación, por otro, aumenta la dificultad del filtrado, la intensidad de flujo magnético y elementos resonantes (aumentar el tamaño de las ferritas), la posibilidad de ruido acústico, etc… fig. 3.2 Puntos de operación de y sus homólogos, en función de la superficie abarcada por el inductor bajo el recipiente fig. 3.3 Variación de la respuesta en frecuencia al cambiar de recipiente Zenith a otro cualquiera 3. Análisis de la frecuencia de trabajo Página 9 El empleo de simulaciones de la etapa puede proporcionar información útil para evaluar el comportamiento y preseleccionar más adecuados IGBT, aunque un modelado térmico que complemente la simulación sería aconsejable, no se ha abordado en este proyecto. En este sentido, y para compensar este hecho, se han realizado en primer lugar simulaciones con una preselección de modelos de IGBT, y posteriormente ensayos de uso con prototipos de inductores y los dos mejores IGBT respecto a eficiencia electrónica. Someter una encimera a un ensayo de uso es otro indicador para evaluar más adecuadamente las prestaciones de la etapa electrónica, donde se puede medir la evolución térmica de los dispositivos así como la potencia que están entregando. La prueba o ensayo que se realice deberá poder ser representativa del punto de operación que estemos, así que se ha dispuesto de prototipos de inductores ajustados a determinadas frecuencias. 4. Análisis de criterios para la selección de la frecuencia Página 10 4. Análisis de criterios para la selección de la frecuencia Desde el punto de vista de versatilidad sería idóneo que un mismo inductor pudiera emplearse para ambas plataformas, IH y Multiplex. En principio, sólo bastaría que un determinado inductor alcanzase la potencia máxima en IH a la menor frecuencia permitida, y emplearlo con diferente condensador de resonancia en MPX. La consecuencia negativa de dicha compatibilidad es el desajuste en resonancia, es decir, para entregar la misma potencia en MPX se requiere más corriente eficaz en la carga dado el régimen pulsante de la potencia, teniendo que sobredimensionar el inductor incrementando el coste, aumentando su proprio calentamiento (y por tanto obteniendo peores resultados en fritura) y por tanto mayor corriente por IGBT y relés. Además como en la plataforma MPX, dos inductores comparten condensador de resonancia, será complicado posibilitar el funcionamiento óptimo de ambos inductores excepto cuando sean iguales. La disposición de los inductores en la plataforma MPX para cuatro quemadores se refleja en la figura 4.1, resaltando los que comparten el condensador de resonancia. Por tanto la compatibilidad será posible penalizando en eficiencia al inductor en una de las plataformas, y esta penalización será mayor cuanto mayor sea la diferencia entre potencias máximas para IH y MPX. El problema será mayor para el inductor pequeño, de hecho, actualmente existen dos inductores diferentes de 15cm para Multiplex y para IH, como vemos en la tabla 4.1, en la que se definen las nuevas potencias objetivo para la nueva gama IH6.2. En este apartado se va a estudiar, por simulación, qué influencia tiene en la eficiencia electrónica las resultantes frecuencias de conmutación en todo el rango de operación de la etapa, planteado un total de tres escenarios para estudiar la posibilidad de compatibilización de inductores, la eficiencia a bajas frecuencias, la combinación de inductores que mejor se ajuste a criterios de eficiencia y la selección más adecuada de condensador de resonancia atendiendo al error debido a la cuantificación de éste en valores discretos de la serie E12 para su elección. Serán figuras de mérito la proximidad fig . 4.1 Disposición de los quemadores de la plataforma MPX con cuatro zonas de cocción, donde se indica cuales comparten condensador de resonancia, A) 18-15 15-18, y B) 18-18 15-21 a) b) 4. Análisis de criterios para la selección de la frecuencia Página 11 de la curva de potencia al punto de operación deseado, las pérdidas en los dispositivos y el mejor ajuste los valores de los condensadores de resonancia. 4.1 Escenarios de diseño planteados La búsqueda de inductores se va a limitar a dos tamaños 15 cm y 18 cm. La manera en que vamos a variar el diseño para una geometría fija (inductor plano con espiras equiespaciadas) es en el número de espiras y en el valor del condensador de resonancia, fijando una frecuencia de resonancia para la máxima potencia objetivo. Las condiciones de partida que son comunes en simulación a los tres escenarios de diseño contempladas en el modelo y la simulación se reflejan en la tabla 4.2. TABLA 4.2. CONDICIONES COMUNES DE DISEÑO La tensión de red es 230 Vrms. Existe una separación constante de 4 mm de cristal y 2 mm de aire entre la base del recipiente y la superficie del inductor. El modelo eléctrico de la carga se corresponde con el recipiente Zenith. Los escenarios de diseño plantean alternativas topológicas que se enuncian a continuación estableciendo una plataforma como criterio de diseño para los inductores, es decir, maximizando la eficiencia, y ajustando la otra en consecuencia. Escenario 1: En IH, se impone la máxima eficiencia para potencia booster a diferentes frecuencias de resonancia comprendidas entre 20 kHz y 30 kHz con un salto de 1 kHz entre ellas con un único condensador de resonancia. Para la plataforma MPX al inductor previo se le ajusta un condensador mayor para alcanzar la potencia pulsada. En este escenario se penalizará en eficiencia a la plataforma MPX en potencias por debajo de la pulsada, comparada con IH. Dadas las frecuencias de diseño es posible la aparición de ruido acústico en la plataforma MPX. TABLA 4.1. NUEVAS POTENCIAS DEFINIDAS PARA IH6.2 Parámetro Inductor 15 cm Inductor 18 cm Potencia pulsada (Multiplex) 3600 W en combinación con 21 cm 3200 W en combinación con 18 cm 3600 W en combinación con 18 cm 3200 W en combinación con 15 cm Potencia Booster 2500 W 3100 W Potencia Nominal 1400 W 1800 W 4. Análisis de criterios para la selección de la frecuencia Página 12 Escenario 2: En IH, se establece la máxima eficiencia entregando potencia nominal a 30 kHz y mediante la adición de otro condensador conmutado con relé se alcanzará la potencia booster, con la máxima eficiencia a la frecuencia que resulte. Para MPX, con el inductor previo se ajustará un condensador para alcanzar la potencia pulsada. En este caso penalizamos en eficiencia a la plataforma MPX y en coste a la IH al incorporar más componentes. Las frecuencias que resulten del cambio de condensador pueden producir ruido acústico tanto en IH para booster como en MPX para pulsada. Es un escenario hipotético planteado para analizar posibles ventajas ya que penalizar en coste a la plataforma IH incluyendo un relé y condensadores en aras de la compatibilidad no es rentable. Escenario 3: En IH, se establece la máxima eficiencia entregando potencia booster a 30 kHz con un único condensador de resonancia. En MPX, el mismo inductor conserva el condensador previamente calculado para potencias iguales y por debajo, y mediante relé se incrementa para alcanzar la potencia pulsada con eficiencia máxima. No se penaliza en eficiencia a ninguna de las dos plataformas pero si en coste a la plataforma MPX al incorporar condensador y relés adicionales. También es posible la aparición de ruido acústico en MPX al resultar en frecuencias de operación menores de 30 kHz para potencia pulsada. fig . 4.2 A) topología IH para el escenario 1, B) topología MPX para el escenario 1, C) topología IH para el escenario 2, D) topología MPX para el escenario 2, E) topología IH para el escenario 3, F) topología MPX para el escenario 3. a) b) c) d) e) f) 4. Análisis de criterios para la selección de la frecuencia Página 13 La exploración por simulación de los diferentes escenarios de diseño, ha consistido en la explotación del modelo implementado en MATLAB del inversor en semipuente a través de las ecuaciones diferenciales que determinan el estado y evolución de las tensiones y corrientes presentes en la etapa, con un modelo RL de la carga dependiente de la frecuencia, el número de espiras para los dos tamaños de inductor de 15 cm y 18 cm. También se cuenta con el modelo de varios IGBT, entre ellos, uno de los empleados actualmente en las encimeras con el que se realizarán todas las simulaciones descritas (IGBT1) y si es posible poder seleccionar alguna solución viable dentro de los escenarios, establecer comparaciones. El tipo de modelado de IGBT, así como la secuencia de operaciones que se han seguido para elegir el número de espiras y el condensador se explica en los anexos A1 y A2, respectivamente, con ayuda del código escrito con MATLAB. Dado que una posterior discretización en el valor del condensador hará que los resultados no sean los óptimos a potencia máxima, se relega también para el final de este capítulo, la búsqueda del condensador de serie comercial que mejor se ajuste y que pueda alojarse en la placa de circuito impreso (PCB en delante de sus siglas en inglés). 4.2 Análisis de resultados (potencia, eficiencia y pérdidas) Para poder evaluar los resultados de las simulaciones se ha centrado la observación en la comparación de varios parámetros de funcionamiento a un conjunto de potencias de operación: pulsada, booster, nominal y 800 W. Dichos parámetros son: rango de frecuencias de operación en los máximos de potencia a proporcionar (entre IH y MPX), pérdidas en los IGBT, magnitud del condensador de resonancia, numero de espiras (por limitaciones de espacio) y corriente eficaz de operación. El cálculo de las pérdidas no incluye al rectificador. 4.2.1 Consideraciones técnicas y limitaciones prácticas. Existe una limitación en el número de espiras máximo debido al espacio disponible, sobretodo en el inductor de 180 mm, que consta de una espira de transición para mejorar la distribución térmica en el recipiente y permitir alojar una NTC auxiliar necesaria en determinadas prestaciones de cocinado asistido, viéndose afectado si el empaquetamiento de las espiras es elevado. El máximo número de espiras para este inductor se va a establecer en 21 ya que actualmente tiene 18 pero puede albergar alguna más ya que se va a rediseñar el soporte del devanado y la pared que separa las espiras se va a reducir de 1 a 0.8 mm, ganando espacio para una o dos espiras más, y además a ambos lados de la NTC sobran 5mm. El inductor actualmente empleado en MPX de 145 mm se observa en la figura 4.3 y el de 180 mm, empleado en IH y MPX, en la figura 4.4. 4. Análisis de criterios para la selección de la frecuencia Página 14 Para 145 mm se va a limitar a 21 espiras, aunque puede que el espacio disponible sea insuficiente ya que actualmente alberga 18 en MPX y 20 en IH. La separación entre espiras también se reducirá en este inductor, y puede que se gane sitio para dos más. Sin embargo, se considera que la sección óptima del conductor, para los nuevos modelos a menor frecuencia de trabajo, no variará sustancialmente respecto a la actual, y que en todo caso debiera ser mayor dado que los requerimientos de potencia para el nuevo inductor son mayores que los actuales, limitando aun más la ocupación de las espiras para ambos inductores. Otra consideración tenida en cuenta para la realización de las simulaciones ha sido que la corriente de corte mínima para entregar potencia booster sea de 20 A en IH, porque en una operación real de la cocina, tiene preferencia la paralelización de los inversores siempre que sea posible. En Multiplex, sin embargo, la corriente de corte suficiente para la potencia pulsada se establece en 10 A porque no es posible paralelización de inversores en esa condición de trabajo, aunque cuando solo opera un inductor también se paraleliza. La consideración se tiene en cuenta por la influencia del condensador de snubber, que dobla su valor, y porque es, en cada caso, el mínimo valor probado que hace trabajar a la etapa en la zona ZVS con las menores pérdidas por conmutación, o máxima eficiencia (anexo 1). Además se ha observado experimentalmente, que en entre 20 kHz y 30 kHz, y de manera más acusada entre 22 kHz y 25.5 kHz, determinados recipientes producen un molesto ruido con una carga activa, que es imprescindible evitar, y cuya fenomenología es diferente del ruido de intermodulación cuando dos inversores a distinta frecuencia están activos en la misma placa, de modo que se resaltarán las soluciones cuyas frecuencias de trabajo para cualquiera de las potencias objetivo, se hallen en dicho intervalo. Respecto al rango audible debido a la operación del inversor se establece por debajo de los 18 kHz, desechando soluciones que resulten en esas frecuencias. Cabe decir que tanto la corriente eficaz y las pérdidas en MPX para potencia pulsada no son directamente comparables entre ambas plataformas. Para comparar los requerimientos por carga debería ponderarse por la ranura temporal en multiplexación (figura 2.7). Para obtener las pérdidas totales de un inversor habría que combinar las dos cargas involucradas, sus valores instantáneos y la duración de ambas ranuras temporales. Por tanto, solo son comparables los valores no multiplexados (booster,…). Con todas estas premisas se pasa a presentar y analizar los resultados obtenidos. fig . 4.3 Inductor de 145 mm de 18 espiras específico para la plataforma Multiplex fig . 4.4 Inductor de 180 mm de 18 espiras ambivalente en IH6 y Multiplex 4. Análisis de criterios para la selección de la frecuencia Página 15 4.2.2 Análisis de resultados del escenario 1. Para el inductor de 145 mm se han seleccionado tres soluciones equivalentes en relación a la eficiencia electrónica, que se muestran en la fig. A3-1 y la tabla A3-1 de los anexos, de las cuales se ha optado por la que se resume en la tabla 4.3 por corresponderse con la menor frecuencia de operación. Los resultados elegidos proporcionan la potencia booster en IH, por debajo de los 30 kHz y la potencia pulsada en MPX por encima del rango audible. Tomando 18 kHz como límite superior de dicho rango, quedan dos posibilidades: 21 y 22 espiras. Con este número de espiras, las condiciones de operación son similares: tienen la misma corriente de corte para cada potencia objetivo, la misma corriente eficaz y aproximadamente las mismas pérdidas en los IGBT, sin embargo, para 21 espiras se trabaja a menor frecuencia y con menor valor de condensador de resonancia. Aunque atendiendo a la eficiencia, en la fig. A3-2, se observa una ligera mejora al aumentar el número de espiras, siendo preferible ir al mayor número de espiras que queda. Entonces el objetivo consiste en maximizar el número de espiras sin que la frecuencia de trabajo resultante para la máxima potencia alcance el rango audible y que el valor del condensador de resonancia requerido para MPX no sea excesivamente alto, ya que cuanto menor sea éste menor será su coste y el área de PCB utilizada. Para el inductor de 180 mm, las posibilidades que se ajustan a los márgenes de frecuencia previamente mencionados son las que se muestrean en la tabla 4.4. Las curvas de potencia y eficiencia son las figuras A3-3 y A3-4 respectivamente. La mejor posibilidad para este tamaño es un inductor de 21 espiras y que tenga la resonancia a 21 kHz. Además el empleo de condensador común para la pareja de inductores 15-18 no modifica sus condiciones de trabajo, siendo factible el emplear ambos inductores en las dos plataformas. TABLA 4.3. RESULTADOS DE LA SIMULACIÓN PARA EL INDUCTOR DE 21 ESPIRAS DE 15 CM IH MPX NIVEL DE POTENCIA BOOST (2500 W) NOM. (1400 W) 800 W PULS (3600 W) BOOST (2500 W) NOM (1400 W) 800 W Frecuencia 28630 36650 48670 19150 23400 29890 41110 I de corte 20.44 26.56 21.63 9.07 32.29 31.43 24.05 I rms 24.81 16.83 11.38 34.83 26.82 18.21 12.14 Perdidas SW 55.16 38.42 25.98 80.28 63.02 42.02 27.5 Condensador resonancia 896 nF 1480 nF 4. Análisis de criterios para la selección de la frecuencia Página 16 TABLA 4.4. RESULTADOS DE LA SIMULACIÓN PARA EL INDUCTOR DE 21 ESPIRAS DE 18 CM IH MPX NIVEL DE POTENCIA BOOST (3100 W) NOM (1800 W) 800 W PULS (3600 W) BOOST (3100 W) NOM (1800 W) 800 W Frecuencia [Hz] 22840 28470 41010 19030 21140 25920 38040 I de corte [A] 19.74 31.66 24.01 10.52 28.04 34.42 25.08 I rms [A] 30.16 21.10 12.22 34.91 31.02 21.88 12.57 Perdidas SW [W] 68.92 48.94 13.8 2 80.74 73.26 51.18 28.32 Condensador resonancia 1150 nF 1430 nF Las soluciones halladas en este escenario satisfacen todas las condiciones de diseño, incluso es posible la compatibilidad. Sin embargo, hay que hacer notar que puede ser probable que el espacio no sea suficiente para contener las espiras y que haya que cambiar el arrollamiento (dos espiras juntas, p.ej.) o desechar la compatibilidad y no penalizar la eficiencia. 4.2.3 Análisis de resultados del escenario 2. En este escenario de diseño, la plataforma IH dispone de un condensador extra, conmutado mediante relé, para incrementar su valor y desplazar la curva de potencia aumentando la alcanzabilidad a una resonancia menor. En concreto, el condensador inicial debe proporcionar la potencia nominal, ajustándose a la mínima corriente de corte, en torno a 30 kHz, y el incremento de condensador ha de posibilitar que se alcance la potencia booster a una frecuencia no inferior al límite audible. La figura 4.5 muestra curvas de potencia-frecuencia obtenidas tras simulación, para inductores de 15 cm de 18 a 22 espiras y diferentes condensadores de resonancia. Según los resultados, para alcanzar la potencia nominal en este inductor (1400 W), con suficiente corriente de corte (20 A) y tener la resonancia en 30 kHz, es necesario empezar con 22 espiras, lo cual empeora mucho las posibilidades de este escenario. Conforme disminuye el número de espiras el condensador necesario para resonar a 30 kHz es mayor, elevando la curva de potencia, por tanto incrementando la potencia máxima y empeorando el diseño por la eficiencia. Idealmente 22 espiras supone trabajar a 37 kHz para potencia nominal (paralelizando inversores con 20 A de corriente de corte, extremo izquierdo del tramo verde) y mediante el incremento de condensador trabajar en 26 kHz entregando potencia booster, sin embargo, el condensador necesario para alcanzar la potencia pulsada hace que la frecuencia de trabajo se vaya a 17 kHz, desechando el diseño por invadir el rango audible. 4. Análisis de criterios para la selección de la frecuencia Página 17 1 2 3 4 5 6 7 8 x 10 4 0 500 1000 1500 2000 2500 3000 3500 4000 Pind(f) [W]30000 [Hz] [W] 18 19 20 21 22 18 19 20 21 22 18 19 20 21 22 fig . 4.5 Resultados de la simulación para los tres inductores optimizados de 15 cm El segmento verde es el intervalo frecuencial que se corresponde con la zona ZVS (Ioff > 20 A, naranja 10 A < Ioff < 20 A) De modo que si se decide empeorar la eficiencia en nominal se hará en la menor medida posible, acudiendo a un número menor de espiras, 21, donde se puede apreciar que la frecuencia para dar la potencia pulsada es 19 kHz, justo en la frontera, y el incremento de condensador para la alcanzar booster en IH no es sustancial (tabla 4.5). Con 20 espiras o menos el inductor está claramente sobredimensionado para potencia nominal, donde la corriente de corte está muy por encima de 20 A, aumentando las pérdidas por conmutación, como se puede apreciar en la tabla A3-3, aunque a favor de esta opción está el hecho de que no se necesita utilizar un relé en el banco de condensadores resonantes. De manera que si es posible albergarlas, 21 espiras es la solución más eficiente para este inductor bajo las condiciones de este escenario pero con la penalización en coste comentada. Repitiendo el mismo proceso para el inductor de 18 cm, se muestran los resultados de posibles soluciones en las figuras A3-7 y A3-9, y tabla A3-4. En la tabla A4-7 se presenta una posible solución con 21 espiras y 19 kHz para potencia pulsada, pero dado el compromiso de espacio se pasa a 18 espiras ya que existe posibilidad de TABLA 4.5. CONDENSADORES PARA EL INDUCTOR DE 15 CM (E SCENARIO 2) Nº de espiras CR nominal CR booster Incremento CR pulsada 18 894 nF 894 nF 0% 1130 nF 19 802 nF 802 nF 0% 1300 nF 20 724 nF 724 nF 0% 1490 nF 21 657 nF 815 nF 2 4% 1680 nF 22 599 nF 910 nF 52% 1870 nF Soluciones para la potencia pulsada (Multiplex) Soluciones para alcanzar potencia booster Soluciones para alcanzar potencia nominal 4. Análisis de criterios para la selección de la frecuencia Página 24 TABLA 4.11. DISCRETIZACIÓN DEL CONDENSADOR DE RESONANCIA PARA EL ESCENARIO 1 CON CONDENSADORES DE 150 NF IH 150 mm IH 180 mm MPX 150 mm MPX 180 mm Valor exacto 896 nF 1150 nF 1480 nF 1430 nF Valor obtenido más cercano 900 nF 1200 nF 1500 nF 1500 nF Error absoluto 4 nF 50 nF 20 nF 70 nF Error relativo 0.4% 4.2% 1.3% 4.6% Pares de condensadores 3 4 5 5 TABLA 5.1. TABLA 5.2.  TABLA 5.3. TABLA 5.4. 6. Conclusiones Página 40 6. Conclusiones Respecto a las simulaciones realizadas, las soluciones halladas para el primer escenario satisfacen todas las condiciones de diseño, con inductores resonantes a 19.1 kHz en la plataforma Multiplex para alcanzar la potencia pulsada de 3600 W. Por tanto, es posible el empleo de los inductores de 15 cm y 18 cm en ambas plataformas por la sinergia entre plataformas en lo referente a éstos. Sin embargo, hay que hacer notar que puede ser probable que el espacio no sea suficiente para alojar las espiras en la práctica. Actualmente el inductor de 15 cm tiene dos variantes para las dos plataformas, con 18 espiras para Multiplex y 20 en IH, de modo que si las soluciones halladas requieren 21 espiras y ha de ser capaz de alcanzar 3600 W, es probable que la sección del conductor tenga que ser mayor en Multiplex y que el alojamiento de las espiras no sea posible con la tecnología actual, debiendo emplear secciones rectangulares. En el inductor de 18 cm habrá que añadir tres espiras, pero este caso sería menos problemático dado el menor empaquetamiento que presentan actualmente las espiras. Por otra parte, el IGBT empleado actualmente, que se había seleccionado para frecuencias de trabajo superiores, se muestra también adecuado a 20 kHz. Se deberá poner atención al puente de diodos por lo mencionado al inicio del apartado 5.1.3, dado el potencial cambio de paradigma en regulación, teniéndolo que hacer primero por puente de diodos en lugar de IGBT. Los inductores resonantes a 20 kHz presentan una clara ventaja en eficiencia electrónica respecto a los demás. Se observa menor dispersión entre las frecuencias de trabajo de los recipientes representativos (cargas eléctricas más próximas entre sí), además, dado que las bajas potencias se obtendrán a frecuencias también menores, las pérdidas por conmutación se reducirán significativamente. Esto supone una gran ventaja con los recipientes Hackman ya que el margen de regulación de potencia que se exhibe en los inductores actuales es muy bajo, observándose frecuencias de resonancia en torno a 45 kHz, que devienen rápidamente en sobrecalentamiento de los semiconductores por las pérdidas de conmutación. El aumento de la separación inductor-recipiente en 2 mm no ha mostrado diferencia sustancial en los ensayos térmicos para la electrónica, pero si la tendrá en cuanto a las temperaturas que alcance el inductor en la cocción con aceite, que le permitirán trabajar a menor temperatura, aliviando el estrés térmico de los devanados y las propias ferritas. Esto se traduce en mejores prestaciones y un probable ahorro de coste. El incremento del gap tiene su contrapartida ya que aumenta las pérdidas que se asocian a la transferencia de flujo debido a la absorción por parte aluminio y pérdidas en el ambiente, además de empeorar el factor de calidad Q, que lleva a un margen de regulación más estrecho entre la máxima y la mínima potencia. 6. Conclusiones Página 41 En lo que al filtro de red de entrada respecta, no se espera que sean necesarios cambios significativos en lo referente a emisión conducida debido al nuevo rango de frecuencias como se ha observado en los resultados del ensayo de EMC. A pesar de todas las ventajas que supone el trabajar a frecuencias más bajas, se ha tenido que dar marcha atrás debido a la imposibilidad de aislar el origen y condiciones que hacen que recipientes tipo Zenith emitan un ruido acústico molesto de cara al usuario, entorno a frecuencias de funcionamiento que van desde los 22 kHz hasta 25.5 kHz. 7. Futuras mejoras y líneas de investigación Página 42 7. Futuras mejoras y líneas de investigación Respecto las simulaciones, sería interesante ampliar el estudio de compatibilidad a más inductores, aunque para ello se debería de poder disponer de modelos precisos de un mayor número de recipientes que pueden estar involucrados entre ambas plataformas (210 mm, 180 mm + bräter, vector,…). Es cierto que la dificultad en el intento de compatibilizar inductores viene dada por razones económicas y la topología empleada. Un relé conmutador de dos contactos pero con posición de reposo N.A/N.A, sería idóneo a la hora de alterar el valor del condensador y poder disponer de mayor flexibilidad. También resultaría ventajoso un control lineal del ventilador, dado que podría aumentar su vida útil al no estar operando al 100% de manera permanente. Como se ha mencionado, el gap inductor–recipiente se incrementará para reducir la transferencia de calor de éste último al inductor, y es un factor determinante en el diseño del inductor. El empeoramiento del FP y Q de la carga con mayor gap limita la separación, pero debería realizarse estudios térmicos y de performance con otras separaciones y hallar una solución de compromiso. Bibliografía Página 43 Bibliografía [1] J. Acero Acero “Estudio teórico y experimental del calentamiento por inducción doméstico de cualquier material conductor” Tesis Doctoral (PhD), Departamento de Ingeniería Electrónica y Comunicaciones, Universidad de Zaragoza. Marzo 2005. [2] S. Llorente Gil, “Simulación y comparación de etapas de potencia para cocinas de inducción”, Proyecto Fin de Carrera, Departamento de Ingeniería Electrónica y Comunicaciones, Universidad de Zaragoza, Febrero 2001. [3] Oscar Gracia Campos, “Diseño de inversores con módulos de potencia aplicado al calentamiento por inducción doméstico”. Proyecto Final de Carrera de Ingeniería de Telecomunicación, BSH – Universidad de Zaragoza, 2008. [4] Pablo J. Hernández, “Análisis y diseño del sistema inductor en electrodomésticos de calentamiento por inducción”. Tesis Doctoral, Departamento de Ingeniería Electrónica y Comunicaciones, Universidad de Zaragoza, 2004. [5] David Valeau Martín, “Optimización y diseño de un inversor resonante de carga variable para calentamiento por inducción doméstico”. Proyecto Final de Carrera de Ingeniería de Telecomunicación, BSH – Universidad de Zaragoza, 2009. [6] N. Mohan, T. M. Underland y W. P. Robbins, “Power Electronics. Converters, Applications, and Design”. Nueva York: John Wiley & Sons, 1989. [7] Tektronix DPO7000 Digital Phosphor Oscilloscopes. User Manual. [8] MathWorks Team “MATLAB. The Language of technical Computing” MathWorks August 2008. [9] Yokogawa Electric Corporation PZ4000 Power Analyzer Communication Interface User’s Manual. [10] http://www.fairchildsemi.com/ [11] http://www.renesas.eu/ [12] http://www.infineon.com/ [13] http://www.ni.com/ [14] http://www.tek.com/ [15] http://www.wikipedia.com [16] http://www.picotech.com/ [17] http://www.yokogawa.com/es/ [18] http://www.chromaate.com/