Diseño de un sistema de autoconsumo simple de carga Individual aplicado al pequeño electrodoméstico

UNIVERSIDAD DE VALLADOLID ESCUELA DE INGENIERIAS INDUSTRIALES Grado en Ingeniería Electrónica Industrial y Automática Diseño de un sistema de autoconsumo simple de carga Individual aplicado al pequeño electrodoméstico Autor: García Martínez, Jorge Tutor: Domínguez Vázquez, Jose Antonio Departamento de Tecnología Electrónica Valladolid, mayo 2021. 2 3 Resumen En el presente Trabajo de Fin de Grado se pretende diseñar un sistema de alimentación eléctrica para electrodomésticos de pequeño consumo basado en energía fotovoltaica que no dependa de inversores. Para esto se requiere de un sistema cuyo funcionamiento sea en corriente continua y que disponga de un rectificador en su entrada. Un ejemplo de dispositivo con este funcionamiento es un ozonizador, el cual puede ser usado para purificar el aire y mejorar su calidad. Los problemas cuya resolución fue necesaria consistieron en establecer un control adecuado para la planta, adaptar la tensión saliente de los paneles a la entrante del dispositivo, y garantizar la viabilidad económica del proyecto. Para verificar la viabilidad técnica se empleó el software de simulación PSIM, mientras que para la económica se compararon diferentes costes de los componentes. Palabras Clave: energía fotovoltaica, convertidores elevadores, ozonizadores, control, simulaciones Abstract This Final Degree Project is intended to design an electrical power supply system for household appliances with a low consumption based on photovoltaic energy without using AC/DC convertors. In order to achieve it, we need a system which functions with direct current and has a rectifier in its input. An example of a device with this functioning is an ozonator, which can be used to clean the air and improve its quality. The problems whose resolution was needed consisted in stablishing a right control for our plant, converting the output voltage from panels into the input voltage from the device and warranting the economic viability of the project. To verify technic viability, the simulation software PSIM was used, but for economic viability, different component costs were compared. Keywords: photovoltaic energy, boost converters, ozonator, control, simulations 4 5 Índice general CAPÍTULO I: INTRODUCCIÓN Y OBJETIVOS ......................................................... 9 1.1. Antecedentes e introducción ............................................................. 9 1.2. Objetivos y procedimiento ............................................................... 10 1.3. Estructura del documento ............................................................... 11 CAPÍTULO II: DESCRIPCIÓN DE LA PLANTA Y SUS ELEMENTOS ..................... 13 2.1. Descripción de la planta .................................................................. 13 2.2. Descripción del funcionamiento de un panel fotovoltaico ............ 17 2.3. Descripción del convertidor continua a continua tipo boost ......... 20 2.4. Ejemplo de carga de bajo consumo: Ozonificador comercial marca ATWFS 21 CAPÍTULO III: CONTROL DE LA PLANTA Y ALGORITMOS EMPLEADOS............ 27 3.1. Control de la planta .......................................................................... 27 3.2. Control a todo o nada ...................................................................... 28 3.2.1. Control a todo o nada con MPPT ................................................ 30 3.3. Control por histéresis ....................................................................... 33 3.4. Control por regulador PID ................................................................ 35 3.4.1. Intento de implementación erróneos ......................................... 38 CAPÍTULO IV: SIMULACIONES DEL SISTEMA .................................................... 41 4.1. Software empleado .......................................................................... 41 4.1.1. LTspice .......................................................................................... 41 4.1.2. PSIM .............................................................................................. 41 4.1.3. Conclusión .................................................................................... 42 4.2. Implementación del control ............................................................. 42 4.3. Observación sobre las primeras simulaciones .............................. 46 4.4. Simulaciones del control a todo o nada ......................................... 48 4.4.1. Simulaciones del control a todo o nada con MPPT ................... 50 4.5. Control por histéresis ....................................................................... 52 4.6. Control por regulador ....................................................................... 53 4.6.1. Regulador para cálculo del ciclo de servicio .............................. 53 4.6.2. Regulador para cálculo de la tensión de referencia .................. 56 CAPÍTULO V: DIMENSIONADO DEL SISTEMA REAL .......................................... 59 5.1. Selección del generador .................................................................. 59 6 5.2. Dimensionado del convertidor ........................................................ 60 5.3. Simulaciones con el equipo dimensionado .................................... 64 5.3.1. Simulaciones con el control a todo o nada ................................ 66 5.3.2. Simulaciones con el control por histéresis ................................ 69 5.3.3. Control por regulador ................................................................... 71 5.4. Viabilidad económica del proyecto ................................................. 73 CAPÍTULO VI: CONCLUSIONES ........................................................................... 81 6.1. Futuras líneas de trabajo ................................................................. 81 6.2. Conclusiones generales ................................................................... 81 Índice de figuras ................................................................................................ 85 Índice de tablas .................................................................................................. 87 Bibliografía ......................................................................................................... 89 7 8 9 CAPÍTULO I: INTRODUCCIÓN Y OBJETIVOS 1.1. Antecedentes e introducción Este TFG surge del estudio preliminar del proyecto OZONOVOLT, ideado por la Asociación LACECAL. El objetivo de OZONOVOLT era el de mejorar la calidad del aire en las ciudades. Debido a que buena parte de nuestro tiempo lo pasamos en ambientes públicos tales como plazas de abastos o transportes públicos, con frecuencia tenemos contacto con bacterias, gérmenes u otros pequeños restos orgánicos. Estos elementos se manifiestan como malos olores, alergias o incluso enfermedades. Una solución para este problema consiste en la propuesta por el proyecto OZONOVOLT, consistente en instalar generadores de ozono que transformen en dicho gas el oxígeno presente en la atmósfera, para eliminar este tipo de suciedad purificando el aire sin dejar residuos ni emplear elementos químicos. Este proyecto OZONOVOLT sería una primera parte de un proyecto más complejo y ambicioso llamado OZONOGRID, consistente en una red pública de generadores en espacios públicos distribuida por las ciudades en los lugares con concentración del problema del saneamiento del aire. Para garantizar la ecoinnovación del proyecto, estos generadores no dependerían de la red eléctrica, sino que serían sistemas autónomos alimentados por medio de placas fotovoltaicas. Dado que existen tanto generadores de ozono como fotovoltaicos de un tamaño reducido, estos dispositivos podrían ser instalados en múltiples lugares, desde farolas hasta techos bajos o fachadas. Sin embargo, y a pesar de los efectos positivos para la calidad del aire, el ozono puede ocasionar ciertos problemas de salud en algunas personas si se acumula en cantidades importantes a nivel de suelo. Incluso, cuando se ha demostrado que los generadores de ozono son efectivos para eliminar productos químicos no deseables, existen ciertos efectos secundarios que se deben tener en cuenta. Muchos de los productos químicos que reaccionan al ozono dan como resultado una variedad de subproductos nocivos. Por ejemplo, cuando el ozono se mezcla con químicos de una alfombra nueva en un entorno de laboratorio, el ozono redujo muchos de los químicos pero creó una variedad de químicos orgánicos peligrosos en el aire. Si bien los productos químicos se redujeron, los subproductos peligrosos hicieron que el proceso mutara y que los objetivos no se consiguiesen. Como ejemplo, La EPA (Environmental Protection Agency del gobierno de Estados Unidos) ha informado que existen varios efectos nocivos para la salud, en ambientes asociados con altos niveles de ozono. Esto puede incluir disminución de la función pulmonar, irritación de la garganta, síntomas graves de asma, tos, dolor en el pecho, dificultad para respirar, irritación del tejido pulmonar y una mayor 16 nos aseguramos de que acumule energía que pueda mantenerse durante las horas de oscuridad y liberar energía durante el arranque, facilitando la puesta en funcionamiento de todo el sistema. Además de las ventajas aportadas, hay que tener en cuenta que este condensador es necesario para trabajar con el panel como fuente de tensión en lugar de fuente de intensidad, lo cual nos hace falta para poder controlar con garantías el boost. Después del condensador Cin, tenemos una serie de elementos que trabajan en conjunto. Estos son una inductancia, un transistor, un diodo y un condensador (el denominado como Cout). El conjunto de estos cuatro elementos, con la disposición que tienen, forman el conjunto del convertidor boost de continua a continua. Este subcircuito será el encargado de darnos una tensión adecuada para adaptarnos a las necesidades de tensión de la carga, y será el elemento que controlemos para ello. Figura 2. Esquema sin sensores ni bloque de control. A la salida del convertidor, tenemos la carga, la cual ha sido simulada como una resistencia constantemente conectada y en paralelo con una carga que se conecta y se desconecta de manera variable en el tiempo. Estas conexiones y desconexiones alternas de la carga en paralelo se realizan para emular otros posibles electrodomésticos que pudieran ser conectados a la carga de manera relativamente frecuente, permitiéndonos estudiar no sólo el funcionamiento de nuestra planta para un único electrodoméstico, sino para varios de manera simultánea. Finalmente, se puede observar que a la derecha hay un puente de diodos y un generador de alterna. Estos elementos representarían la alimentación por parte de la red, así como la etapa rectificadora de la misma que fueron comentados con anterioridad. Un elemento de diseño importante a tener en consideración es la tensión de alimentación de la carga. En un primer momento, la solución evidente podría parecer alimentar a la misma tensión que la salida del rectificador, pero esto implicaría utilizar algún elemento para seleccionar una fuente u otra. Por ello, se optó por disponer a la salida de una tensión ligeramente mayor que la tensión de la red 17 rectificada, garantizando así que sólo se recibiera la alimentación fotovoltaica. Esto se debe a que si tenemos una tensión mayor a la salida del puente de diodos que a la entrada, estaremos polarizando estos diodos en inversa, haciendo un bloqueo que impidan a la tensión de la red alcanzar nuestra planta. Asimismo, cuando la tensión de nuestro sistema no sea suficiente (generalmente, por falta de irradiancia), entrará a funcionar la tensión de la red, supliendo las carencias energéticas que presentemos de forma automática y sin necesidad de hardware como conmutadores o mayor control. 2.2. Descripción del funcionamiento de un panel fotovoltaico Hasta ahora se ha mencionado de manera muy superficial el funcionamiento de un panel fotovoltaico, para entender lo que es conceptualmente, pero no su funcionamiento en detalle. Un panel fotovoltaico es una agrupación de células fotovoltaicas (por lo que se explicará primero el funcionamiento de estas con sus curvas características, y hará la extrapolación después), de manera que nos den mayor potencia que de manera aislada. Una célula fotovoltaica funciona está compuesta por un semiconductor de tipo p y uno de tipo n. Al recibir los fotones de la luz solar, transmiten su energía a los electrones de valencia, que comienzan a circular. Si esta célula está conectado a una carga, se generará una diferencia de potencial y circulará una corriente por la carga, liberando la energía de los electrones que fueron estimulados por los fotones.[3] La tensión en circuito abierto de estas células, al venir dadas por la banda de energía prohibida entre dos semiconductores, es la misma que la tensión umbral de un diodo, es decir, entre 0.6 y 0.7 V, dependiendo de varios factores, especialmente de la temperatura. Esta tensión máxima se denomina como tensión de circuito abierto o VOC. Por otro lado, está la corriente. Esta sí es mucho más variable, y depende especialmente de la irradiancia, y siendo conocida la mayor como intensidad de cortocircuito o ISC. Antes de continuar, vale la pena hacer un pequeño apunte con respecto a la diferencia entre la célula y el panel. Las curvas que se van a presentar tanto en la Figura 3 como en la Figura 4 valen para ambos generadores. Pese a ello, hay que considerar que un panel está formado por varias células, y por tanto, sus características dependerán de estas así como de su número y disposición. Por tanto, el número de células agrupadas en serie irán sumando sus tensiones hasta dar el valor de tensión en circuito abierto, mientras ocurrirá lo mismo con las corrientes y las filas de células agrupadas en paralelo para obtener el valor de intensidad de cortocircuito. 18 En la Figura 3 podemos observar cómo se interrelacionan la tensión y la intensidad en un generador fotoeléctrico (bien sea una célula, bien sea un panel), así como su influencia con la temperatura. La primera observación que podemos realizar es que la tensión ha de ser controlada para evitar que en cuanto arranque el generador, funcione con un valor elevado de intensidad y poca tensión, dando lugar a una potencia total reducida, como se aprecia en la Figura 4, donde se ve que cuando más a la derecha esté la tensión, en la mayoría de los casos (antes de que empiece a decaer con mucha pendiente la intensidad), mayor será la potencia. Por esto mismo, se puede apreciar también en la Figura 3 el efecto beneficioso de la temperatura. Si bien es cierto que la temperatura disminuye muy levemente la intensidad de cortocircuito, esto es casi despreciable en comparación a lo que aumenta la tensión de circuito abierto, lo que permite entregar una mayor potencia total. Figura 3. Curva V-I de un generador fotovoltaico y su influencia con la temperatura. Si pasamos a la Figura 4, se puede observar la influencia de la irradiancia sobre la curva V-I de un generador fotovoltaico, aumentando en gran cantidad la intensidad (y con ello, la potencia) que es capaz de suministrar, y también la tensión de circuito abierto, aunque sea en una cantidad mucho más reducida. Figura 4. Curvas V-I y de potencia de un generador fotovoltaico y su influencia con la irradiancia. 19 En las curvas de la Figura 4 también tenemos, como ya se anticipó, las curvas de la potencia suministrada por un generador fotoeléctrico en función de la tensión y la irradiancia. Como se puede observar, para un mismo valor de tensión, la potencia sólo se incrementará con la irradiancia. En cambio, para una misma irradiancia, no ocurre con la tensión. Sí se puede observar que, generalmente, conforme aumenta la tensión, se incrementa la potencia. Sin embargo, conforme aumenta la pendiente de descenso de la intensidad con respecto de la tensión, se irá reduciendo el incremento de potencia hasta llegar a un punto en que comience a descender. Si nos fijamos en la Figura 5, en la que se han aislado una curva V-I con su correspondiente curva de potencia para analizarlo con más claridad, se aprecia que el punto de máxima potencia o MPP (máximum power point) se da, como ya habíamos dicho, cuando comienza a descender mucho la intensidad y el incremento de tensión no es suficiente para mantener la potencia. Figura 5. Punto de máxima potencia de un generador fotovoltaico. En esta gráfica también se pueden visualizar las potencias correspondientes al MPP y a la potencia máxima teórica, que sería el resultado de multiplicar la tensión de circuito abierto y la intensidad de cortocircuito. En las ecuaciones ( 3 ) y ( 4 ) las tenemos calculadas de manera aproximada, intuyendo los valores de las tensiones y las corrientes aproximados. Si nos fijamos, dado que estas magnitudes son fruto de multiplicar una variable horizontal por una vertical, nos están dando un área. Así, el área del paralelogramo formado por los ejes de coordenadas y las rectas de la tensión e intensidad en el MPP nos da el valor de la máxima potencia real, y el área del rectángulo formado por los ejes y las rectas de tensión de circuito abierto y corriente de cortocircuito nos dan la máxima potencia teórica. 𝑃𝑀𝑃𝑃 =𝑉𝑀𝑃𝑃 ∗𝐼𝑀𝑃𝑃 =17∗4.1=69.7 𝑊 ( 3 ) 𝑃𝑚𝑎𝑥_𝑡𝑒𝑜𝑟𝑖𝑐𝑎 =𝑉𝑂𝐶 ∗𝐼𝑆𝐶 =22∗4.4=96.8 𝑊 ( 4 ) 20 Dado que ambas magnitudes son del mismo tipo, podemos relacionarlas al dividir una entre otra como en la ecuación ( 5 ). Esto nos da el Factor de Forma o FF, que es un coeficiente para conocer lo similares que son ambas potencias, siendo valores más cercanos cuanto más próximo a 1 sea el coeficiente. Este valor dependerá de factores fundamentalmente constructivos. 𝐹𝐹=𝑃𝑀𝑃𝑃 𝑃𝑚𝑎𝑥_𝑡𝑒𝑜𝑟𝑖𝑐𝑎 =69.7 96.8=0.72 ( 5 ) 2.3. Descripción del convertidor continua a continua tipo boost En la Figura 2 se pudo ver el esquema en conjunto de la planta, lo que incluía el convertidor elevador. Sin embargo, aunque se describiera cuál era este con palabras, para explicarlo en detalle se aislaron los componentes de modo que se pudiera visualizar el circuito por sí solo, tal y como queda reflejado en la Figura 6. Figura 6. Esquema del convertidor elevador. El funcionamiento de este convertidor es muy sencillo. Dado que sólo puede controlarse el transistor, estudiaremos brevemente lo que sucede cuando este se encuentra en ON y cuando se encuentra en OFF. [4] Cuando el transistor se encuentra en estado de conducción, o en ON, el ánodo del diodo queda conectado a tierra, mientras que el cátodo, al estar conectado al condensador de la salida (cargado), tenga una tensión positiva. Esto provoca que el diodo se polarice en inversa, y no conduzca. Con el diodo en estado de bloqueo tenemos dos pequeños subcircuitos: uno formado por la inductancia y la alimentación; y otro, por el condensador y la carga. En el primero, tenemos que durante esta etapa, la bobina va cargándose energéticamente. En el segundo, tenemos el condensador para alimentar la carga durante el tiempo que no recibe otro tipo de alimentación, de manera que mantenga la tensión de salida deseada. Cuando el transistor se encuentra en estado de no conducción, o en OFF, la bobina, que hasta ahora se había estado cargando, pasa a actuar como una fuente 21 de corriente hacia el diodo, lo que lo polariza en directa. Como en este punto la tensión del diodo y la corriente del transistor son nulas, obtenemos la ecuación ( 6 ), donde se tiene que al estar descargándose la inductancia, el valor es menor que cero. Que este valor sea negativo, implica que Vout es mayor que Vin. 𝑉𝐿=𝑉𝑖𝑛 −𝑉𝑜𝑢𝑡 =𝐿𝑑𝑖𝐿 𝑑𝑡 <0 ( 6 ) Durante el tiempo que el transistor está en ON, dado que la corriente del diodo y la tensión del transistor, tenemos la ecuación ( 7 ), que al estar cargándose la inductancia es mayor que cero. 𝑉𝐿=𝑉𝑖𝑛 =𝐿𝑑𝑖𝐿 𝑑𝑡 >0 ( 7 ) Dado que el sistema es estable, y la energía ni se crea ni se destruye, que la suma de las tensiones en ambas etapas ha de ser igual a cero, puesto que lo que se carga en una etapa, se descarga en la otra. Si consideramos el tiempo que está en ON como el producto del ciclo de servicio (representado por la letra D) por el periodo (representado por la letra T); y el que está en OFF, como el del complementario al ciclo de servicio por el periodo, obtendremos la ecuación ( 8 ). Reorganizando esta ecuación y eliminando elementos redundantes, obtendremos la ecuación ( 9 ) para calcular el ciclo de servicio con el que obtener una determinada tensión de salida conociendo la tensión de entrada. 𝑉𝑖𝑛 ∗𝐷∗𝑇+(𝑉𝑖𝑛 −𝑉𝑜𝑢𝑡)∗(1−𝐷)∗𝑇=0 ( 8 ) 𝐷=1−𝑉𝑖 𝑉𝑜 ( 9 ) 2.4. Ejemplo de carga de bajo consumo: Ozonificador comercial marca ATWFS Como ya se indicó en los antecedentes, en un primer momento se quería hacer un trabajo con generadores de ozono. Debido a esto, se compraron dos ozonificadores para estudiar su funcionamiento y hacer pruebas. Posteriormente, esta vía de trabajo fue desestimada por los motivos que se expusieron. Pese a ello, se reaprovechó parte del trabajo para emplearlo como carga de ejemplo. En la Figura 7 y en la Figura 8 se puede observar el interior y el exterior del dispositivo concreto con el que se trabajó: el ozonificador comercial de la marca ATWFS. La Figura 7 nos muestra la carcasa del ozonificador. Se aprecia que tiene unos diodos LED para indicar si está o no funcionando, y en qué modo de funcionamiento 22 se encuentra. Dispone también de tres botones para cambiar estos modos y para encender el propio dispositivo. Hay que recordar que, aunque disponga de botón de apagado, no sería necesario pulsarlo dado que se puede regular cada cuánto tiempo genera ozono y durante cuánto tiempo lo suministra. Estos LEDs y estos botones se pueden apreciar en la Figura 9 como los conectados al CI2, el cual, si consultamos en la Tabla 1, vemos que se trata de un microprocesador, y por tanto, será el elemento encargado de realizar el control del ozonificador. Figura 7. Exterior del ozonificador comercial ATWFS. En la Figura 8 podemos apreciar los diferentes elementos que componen el dispositivo, desde los LEDs o los botones comentados en el párrafo anterior, hasta los diversos condensadores o integrados que componen el circuito. Externo a la propia placa, hay dos elementos que llaman la atención. Uno es el ventilador de corriente continua que está conectado a la placa. Este está conectado a la salida de corriente continua presente en la parte superior de la Figura 9, y cumple la función de difundir por el aire el ozono generado en el interior del aparato. El resto de elementos presentes en el circuito impreso, están representado en el esquema de la Figura 9. El otro elemento no impreso en la placa es el tubo blanco con una espira metálica alrededor. Este tubo tiene en su interior una varilla metálica en su interior 23 conectada a la salida del ozonificador, junto con la espira, que está conectada a misma. Cuando entre ambos elementos metálicos hay una tensión elevada, se genera una chispa que, al saltar sobre el dieléctrico, lo rompe y libera el ozono que es emitido al aire gracias al difusor. Figura 8. Interior del ozonificador comercial ATWFS. Dado que en un primer momento la idea era readaptar el ozonificador, se hizo un estudio detallado del funcionamiento de este. En el esquema de la Figura 9 se puede observar que éste está dividido en dos etapas. La primera, correspondiente al circuito superior, consta de una etapa de ventilación para expulsar el ozono generado fuera del propio dispositivo, así como un microprocesador para controlarlo en función de las opciones que seleccione el usuario. La segunda, correspondiente al circuito inferior, es la propia etapa generadora de ozono que, mediante unos transformadores sucesivos, elevan la tensión hasta el punto de generar chispa en un dieléctrico que, al recibir esta chispa, crean ozono. Figura 9. Esquema del ozonificador comercial ATWFS. 24 En el trabajo de obtener este esquema, también se obtuvieron los componentes con el fin de entender mejor el circuito y poder realizar las simulaciones pertinentes, quedando reflejados los componentes (con sus magnitudes cuando se tratasen de elementos pasivos, o sus referencias cuando se tratasen de elementos que requiriesen de una información mayor) en la Tabla 1. Tipo de componente Nomenclatura Valor/Referencia Resistencia R1 0.5 Ω Resistencia R2 1 MΩ Resistencia R3 150 kΩ Resistencia R4 220 kΩ Resistencia R5 68 Ω Resistencia R6 300 Ω Resistencia R7 3.3 kΩ Resistencia R8 3.3 kΩ Resistencia R9 390 Ω Condensador C1 0.1 μF Condensador C2 0.82 μF Condensador C3 6.8 μF Condensador C4 0.68 μF Condensador C5 68 nF Condensador C6 2.2 μF Condensador C7 10 μF Condensador C8 470 μF Condensador C9 100 μF Condensador C10 100 μF Condensador C11 100 nF Bobina L1, RiL1 227.9 μH, 0.7 Ω Bobina L2 560 μH Bobina Lp, RiLp 8.53 mH, 3.7 Ω Bobina Ls, RiLs 2.20 H, 470 Ω Diodo D1 1N4007 Diodo D2 1N4007 Diodo D3 1N4007 Diodo D4 1N4007 Diodo D5 1N4007 Diodo D6 1N4007 Diodo D7 1N4007 Diodo D8 1N4007 Diodo D9 UF4007 Diodo D10 BYU26C 25 Diodo D11 1N4007 Diodo Z1 1N4148 Diodo Z2 1N4148 Transistor T1 MJE13003 Transistor T2 SS8050 Transistor T3 SS8050 Convertidor CC/CC CI1 SM7015 Microprocesador CI2 BS83B08C Regulador de tensión CI3 78L05 Tabla 1. Elementos del ozonificador. Si bien es cierto que, finalmente, esta vía de trabajo fue rechazada por los posibles efectos perjudiciales para la salud explicados en la introducción, tampoco ha de ser totalmente ignorada. Un ozonizador como los que se compraron tiene un consumo de 7 W, no muy distinto a los de (dependiendo de la tecnología) los 10 W consumidos por una alarma; o los 4 W de una cámara de videovigilancia pequeña. Por otro lado, es conveniente tener en cuenta que no es saludable en concentraciones elevadas, y que es peligroso para personas con problemas respiratorios. Pese a ello, si no se usa en presencia de personas asmáticas o con enfermedades pulmonares, se podría usar como desinfectante. A su vez, hay que tener en cuenta que debería usarse en lugares bien ventilados para evitar estas concentraciones perjudiciales. 32 Tabla 2, de modo que veamos si tenemos que incrementar o decrementar V_panel_ref. Teniendo establecida esta estructura en principio podríamos programar ya el código para implementar el algoritmo, pero hay un detalle que tener en consideración y que no ha sido mencionado hasta el momento. Mediante estos cambios graduales es muy difícil que alcancemos el MPP con exactitud, por lo que seguramente tengamos nuestra V_panel_ref oscilando en torno a este punto cuando se alcance. Una solución para este problema la tenemos implementada en el código de la Figura 15. Figura 14. Diagrama de flujo de un algoritmo Hill Climbing. Cambio de V_panel_ref Cambio en la potencia Próximo cambio de V_panel_ref Incremento Incremento Incremento Incremento Decremento Decremento Decremento Incremento Decremento Decremento Decremento Incremento 33 En la Figura 15 vemos que, en lugar de comparar las potencias como mayor o menos, medimos su diferencia y la comparamos con un pequeño margen (en este caso, 2 W). Lo que logramos dando un margen mayor que 0 W (el margen que tendríamos si comparásemos las magnitudes de manera directa) es reducir estas oscilaciones, puesto que si la diferencia entre la potencia actual y la asociada el MPP es de, por ejemplo, 1 W, V_panel_ref no está cambiando constantemente. Otras observaciones que podemos hacer en la Figura 15 son la fecuencia y los límites. Respecto de la frecuencia, podemos ver que es cinco veces más lenta que el algoritmo de control. Esto es debido a dos motivos. El primero consiste en que, como la irradiancia variará lentamente, podemos ralentizar el algoritmo de MPPT para que no consuma demasiados recursos y ralentice el resto del programa de control innecesariamente. El segundo es desacoplar los controles, previniendo que los logros de un control alteren al otro y anulen su trabajo. Finalmente, podemos apreciar que hemos que hemos establecido límites en esta tensión de referencia para que no se descontrole y alcance algún valor problemático. Sin embargo, como se verá en las simulaciones del capítulo IV, esto no dio buen resultado, puesto que este control (y posteriormente, el control por histéresis) no sujetan la tensión lo bastante como para que funcione. Figura 15. Código del algoritmo Hill Climbing. 3.3. Control por histéresis El control por histéresis es un control muy similar al control a todo o nada. Sin embargo, en lugar de establecer un solo valor en el que encender o apagar el booster, 34 establecemos un límite superior y un límite inferior para establecer una banda de histéresis en la que no varía respecto del último estado. Como podemos observar, el diagrama de flujo de la Figura 12 es muy similar al de la Figura 16, pero este último está más expandido. Este diagrama de flujo, a diferencia del de la Figura 12, tiene dos bloques de decisión para cada tensión, en lugar del único bloque que tenía el anterior. Debido a que tener más decisiones implica tener más opciones, tenemos más bloques, aunque podemos comprobar que, si juntamos las opciones repetidas, en realidad sólo tenemos un nuevo resultado que no estuviera antes: mantener el boost en el estado que se encontrara anteriormente. De este diagrama de flujo, podemos obtener la porción de código presente en la Figura 17. Este código se aprecia que no es muy distinto al del primer gran bloque de la Figura 13, siendo el resto idéntico (y por tanto, no apareciendo en esta imagen). Así, tenemos que la diferencia entre el código de la Figura 17 y la Figura 13 se da en las condiciones de activación. Como sucede con los diagramas de flujo, en el control a todo o nada tenemos una condición única por variable, mientras que aquí tenemos dos: comparación con el límite inferior y comparación con el límite superior, tanto de la tensión del panel como la de la carga. 35 Figura 16. Diagrama de flujo del algoritmo de control por histéresis. Análogamente a lo que podemos ver en el diagrama de flujo de la Figura 16, implementamos los if de manera similar, unos anidados dentro de otros, como vemos en la Figura 17, encendiendo el booster cuando todas las condiciones sean las adecuadas, apagándolo cuando no lo sean, y no haciendo nada en el caso no cubierto, dejando que el estado anterior del boost se mantenga. Vale la pena matizar que, aunque en principio se buscaba un doble control por histéresis (con un control por histéresis para el panel y otro para la carga, en la práctica esto terminó dando lugar a situaciones en las que era muy complicado controlar la planta. Esta dificultad se debía a que se alcanzaban valores en los que la tensión de la carga crecía sin control real, ya que el boost mantenía el valor anterior constantemente (y el valor anterior a este bucle era de poner el boost el ON). A fin de prevenir esta situación, se eliminó la histéresis en el control del panel, pero tampoco se implementó un control a todo o nada, sino que se empleó una situación intermedia, activando el boost siempre que estuviera dentro de unos límites, y desactivándolo siempre que saliera de ellos. 36 Figura 17. Apartado del código de control por histéresis. 3.4. Control por regulador PID Si bien los métodos de control empleados hasta ahora han sido de lazo cerrado, puesto que el algoritmo contaba con la información de la salida, no han tenido una configuración muy diferente de la presente en la Figura 11, aunque la programación se implementara de manera diferente (puesto que comparábamos las dos variables en lugar de verificar si el error era positivo o negativo, pero a efectos prácticos no hay diferencia). Sin embargo, el método más característico de los algoritmos de control en lazo cerrado es el regulador PID (proporcional, integral y derivativo), o cualquiera de sus versiones con menos términos. Este método consiste en aplicar un término proporcional al error, al cual se le pueden añadir hasta otros dos elementos resultado de integrar y/o de derivar el error. [6] De estos términos, el más importante y que debe aparecer siempre es el proporcional. Este multiplica por una constante al error para establecer la señal de control en función del error. Sin embargo, por lo general esto no basta para eliminar el error debido a que no considera el tiempo. El término integral, como su propio nombre indica, integra el error a lo largo del tiempo, siendo promediado a lo largo del tiempo de modo que el error estacionario termine por eliminarse. Para terminar de obtener el término, a este error integrado lo multiplicamos por una constante a fin de que se adapte a la respuesta necesaria. 37 Finalmente, el término derivativo se anticipa al error evaluando su tendencia y aproximándose a una derivada mediante incrementos muy pequeños respecto del tiempo. Esto se traduce en una velocidad, debido a que este elemento busca corregir el error antes de que se produzca. De nuevo, y como sucedió con el error y el error integral, multiplicamos por una constante para terminar de obtener el término derivativo. 𝑢(𝑡)=𝐾𝑝𝑒(𝑡)+𝐾𝑖∫ 𝑒(𝜏) 𝑡 0𝑑𝜏+𝐾𝑑𝑑𝑒(𝑡) 𝑑𝑡 ( 10 ) 𝑢(𝑡)=𝐾𝑝𝑒(𝑡)+𝐾𝑖(𝐼0(𝑡)+𝑒(𝑡)𝑑𝑡)+𝐾𝑑 (𝑒(𝑡)−𝑒0(𝑡)) 𝑑𝑡 ( 11 ) Así, conociendo estos tres términos, tenemos que una forma habitual de implementar un regulador PID es por medio de la ecuación ( 10 ), donde u(t) es la señal de control, e(t) es el error, y las distintas K son las distintas constantes asociadas a cada término. Sin embargo, esta expresión plantea un problema a la hora de programar, puesto que los lenguajes de programación no admiten integrales o derivadas de manera directa, lo que nos fuerza a recurrir a una solución como la de la ecuación ( 11 ), donde I0 es el valor del término integral en la última iteración, e0 es el valor del error en la última iteración, y dt es la mínima unidad de tiempo en la que trabaja nuestro algoritmo, que, particularizando, adopta el valor de 1 µs. A pesar de que la ecuación ( 11 ) nos proporcione una manera de programar el regulador, necesitamos dar valor a las distintas constantes para que el algoritmo funcione. Este proceso se conoce como sintonía y normalmente se realiza por medio de tablas de sintonía como la de Ziegler-Nichols. El problema de estas tablas es que requieren del modelo de la planta, y que esta planta sea lineal. En cambio, debido a que la variable manipulada de nuestra planta se trata de un polo de potencia que está constantemente conmutando entre dos estados diferentes, se trata de un sistema no lineal cuyo modelado como sistema lineal es inviable, de modo que esta sintonía ha de realizarse por medio de ensayo y error mediante varias simulaciones. Otro factor crucial a la hora de programar el regulador PID será qué variable en la que podamos trabajar sea la señal de control sobre la que trabajaremos, representada como u(t) en las ecuaciones ( 10 ) y ( 11 ), que en nuestro caso será la variable D o el ciclo de servicio. A la hora de representar este tipo de control de una manera más visual, nos encontramos con que el diagrama de flujo no nos sirve, dado que la implementación de este algoritmo de control consiste en una correcta implementación de la ecuación ( 11 ), algo no especialmente complicado de programar, aunque se le puedan añadir matices, como veremos más adelante. Sin embargo, un diagrama de bloques sí puede ser una herramienta muy útil para ilustrar la implementación de este sistema, dado que no quedaría igual implementar el regulador trabajando sobre la tensión de 38 referencia y calculando el ciclo de servicio manualmente a raíz de esta, que aplicando el regulador directamente sobre el ciclo de servicio. Como ya se comentó, tenemos un sistema de control de lazo cerrado, pero a pesar de que la estructura básica sea la de la Figura 11, lo adecuado sería desarrollarla, dando lugar al diagrama de la Figura 18. Realmente, se trataría de un diagrama algo más complejo, debido a que el panel tiene su propio lazo de realimentación paralelo, pero ha sido omitido puesto que no es en el que queremos centrarnos. Figura 18. Diagrama de bloques del control por regulador. Lo que nos interesa del lazo de control del panel puede quedar resumido en el bloque superior que se aprecia en la Figura 18. En ella empleamos un control a todo o nada, que da un valor suficientemente efectivo para controlar el panel sin complicar en exceso el algoritmo, para determinar el estado ON u OFF del boost, tal como hicimos con los controles anteriores. En paralelo a este control del panel tenemos el control del booster, realizado por el regulador. Este funciona como un sistema de control en lazo cerrado, de manera similar a lo explicado con la Figura 11 y las ecuaciones ( 10 ) y ( 11 ). Realimentamos la tensión que tenemos en nuestra planta, comparamos con la referencia, y calculamos la señal de control del regulador de acuerdo con ese error, de lo cual obtenemos el ciclo de servicio. Una vez tenemos la señal que nos dan estos dos controladores, sea el de todo o nada, sea el regulador, mandamos sus señales de control al controlador PWM (el cual se explicará en el próximo capítulo debido a que está relacionado con la manera de adaptar estos controles para que sean simulables), y la combinación resultante de estos elementos da lugar a la señal que finalmente enviamos al actuador (en este caso, el booster) para trabajar sobre la planta. 3.4.1. Intento de implementación erróneos 39 Si bien el control por regulador fue implementado como se ha explicado en las últimas páginas, programando la ecuación ( 11 ) en nuestro regulador para obtener directamente el ciclo de servicio D como salida, se pueden realizar otras formas indirectas para calcularlo. Otro acercamiento que se probó y fue desechado por su ineficacia consistió en calcular el ciclo de servicio por medio de la ecuación ( 9 ), empleando el regulador para calcular la tensión de salida como la tensión de la carga. Aunque la implementación dio lugar a un mal resultado, queda explicada a fin de ver otras posibles vías de abordar el problema. Al trabajar con la tensión de salida del convertidor como salida del regulador obtendríamos el diagrama de la Figura 19. El primer problema de esta configuración radica en que empleamos la magnitud asociada a nuestra referencia como señal de control al mismo tiempo. Esto es algo que no tiene sentido, al implicar que nuestra referencia no va a ser constante, por lo que se empleó una alternativa para trabajar con esta misma tensión de la carga como salida del regulador sin tener que modificar la tensión de referencia. Dicha alternativa radicó en considerar una nueva variable, a la que llamaremos V_link_pid, que estuviera asociada a la tensión de la carga pero fuera independiente de la tensión de referencia. Así, nuestro regulador calcularía V_link_pid, y esta sería la variable introducida en la ecuación ( 9 ) al calcular el ciclo de servicio. Sin embargo, esto genera un nuevo problema: el de que no hay ningún enlace entre V_link_pid y la tensión de referencia, provocando que estas variables funcionen de manera totalmente independiente y que, por tanto, haga nuestro algoritmo inservible, al no controlar ninguna magnitud realmente. Figura 19. Diagrama de bloques del control por regulador. Cálculo de la salida del convertidor como señal del regulador. 40 41 48 común a todos los algoritmos fuera el esperado. Esto significa que la implementación del ciclo de servicio mediante el PWM o la función de la variable boost (explicada en el Capítulo III) tuvieran un comportamiento adecuado. Para esta verificación, se realizó sobre el control a todo o nada (aunque hubiera variado poco respecto de otro algoritmo) una simulación en la que se midieron la variable interna del programa g_nStepCount, obteniendo los resultados de la Figura 23. En la primera gráfica podemos apreciar el ciclo de servicio (que en este caso particular es constante por el control empleado, aunque no tiene por qué ser lo habitual), y el contador g_nStepCount, el cual va contando el avance del programa y se reinicia al llegar a 100, como ya vimos con la Figura 20. Figura 23. Funcionamiento e implementación del PWM del ciclo de servicio. D_boost y g_nStepCount. Boost. V_link_cc y Vref. En la siguiente gráfica tenemos los pulsos de activación del ciclo de servicio. Si nos fijamos primero en el centro, podemos ver que el funcionamiento es el esperado con la implementación del PWM, y que este pulso se activa cada vez que iniciamos un nuevo bucle de 100 iteraciones, y que se apaga cada vez que el contador llega al valor que tiene el ciclo de servicio. Por otro lado, y siguiendo en la segunda gráfica, podemos observar que los extremos de los tres pulsos centrales están acompañados por un estado de OFF mayor que los estados de OFF entre esos tres pulsos. Esto nos lleva a la tercera gráfica, y a la programación del control, visible en la Figura 13, donde podemos comprobar que, si la tensión a la salida del boost es mayor que la referencia, se evita que dispare el pulso para prevenir un exceso en la tensión de salida. Por lo tanto, ese vacío aparentemente anómalo, no es realmente algo anómalo. 49 Finalmente, existe un último detalle importante a tener en cuenta, y es que los valores de tensión de pico que se han tomado para la corriente alterna son los obtenidos con la ecuación ( 2 ) debido a que queremos comprobar que sirva contra la mayor tensión posible, y esa viene dada por la permitida en la tolerancia máxima de la red (pese a que la habitual será de 325 V, de acuerdo con la ecuación ( 1 )). 4.4. Simulaciones del control a todo o nada Al igual que en la configuración del control, la primera y más sencilla de las simulaciones fue la del control a todo o nada. Implementando en el controlador la estructura de la Figura 21, sustituyendo la porción comentada con el código del algoritmo, correspondiente a la Figura 13. Para realizar la simulación se omitió el transitorio del arranque, debido a que no es una situación en la que vaya a estar trabajando nuestro sistema por norma general. En su lugar, se comprobó el funcionamiento del régimen estacionario, presente en la Figura 24. Figura 24. Simulación con el control a todo o nada. D_boost. V_link_cc y Vref. Vpanel. Pot_panel y Pot_carga. Para empezar, podemos comprobar que tenemos un ciclo de servicio del 47%. Si comprobamos y sustituimos en la ecuación ( 9 ), obtendremos la ecuación ( 12 ) en la que la tensión de entrada es la tensión del panel en tiempo real y la tensión de salida es la tensión de referencia de la carga. Esto es así en lugar de emplear la tensión de referencia del panel o la tensión en tiempo real de la carga debido a que estamos calculando el ciclo de servicio deseado para obtener la tensión de salida de referencia con nuestra tensión actual del panel. 𝐷=1−𝑉𝑖 𝑉𝑜= 1 − 𝑉𝑝𝑎𝑛𝑒𝑙 𝑉𝑟𝑒𝑓 ≈1−189.85 352 =0.4607 ( 12 ) 50 En el resultado de esta ecuación ( 12 ) podemos comprobar que el ciclo de servicio está bien calculado, porque aunque el resultado por aproximación sería del 46%, al haber redondeado al alza para anteponer que el booster proporcione tensión de más en lugar de dar tensión de menos. Volviendo a la Figura 24, pero centrándonos esta vez en la segunda gráfica, tenemos que la tensión de salida es ligeramente menor que la tensión de referencia, aunque en ocasiones la sobrepasa, dado que se trata de una señal ruidosa. Que una señal sea ruidosa se trata de algo habitual en convertidores de corriente continua debido a que tenemos un polo que está conmutando constantemente, y eso introduce ruidos al sistema. Sin embargo, podemos observar que, pese a los ruidos, la amplitud de estos es muy reducido, siendo de tan sólo 0.29 V de pico a pico, lo cual podemos considerar despreciable. También se aprecia en esa misma gráfica que, si bien la tensión en la carga tiene instantes en los que se supera la tensión de referencia, generalmente no llega a alcanzarla. Esto es debido a que en el momento en que superamos esa tensión apagamos el boost para que baje rápidamente, por lo que es imposible que llegue a superarse de manera continuada, y por la propia naturaleza del control, va a estar superando y retrocediendo respecto de la referencia. Pese a ello, podemos apreciar que la diferencia es muy reducida y, si hacemos la media entre el punto más alto de V_cc_link y el más bajo, obtenemos un valor de 351.9 V, que está muy cerca de los 352 V de la referencia. La tercera gráfica muestra la tensión de salida del panel, en la que podemos apreciar que está en torno a los 190 V. De esta gráfica no obtenemos demasiada información, más allá de una comprobación aproximada de lo estudiado sobre paneles fotovoltaicos en el Capítulo II. De acuerdo con la Figura 22 y con lo visto en el citado capítulo, tenemos 320 células que, si suponemos una tensión umbral por célula de 0.7 V, nos dan una tensión de circuito abierto o VOC de 224 V. Considerando que la tensión en el punto de máxima potencia o VMPP es ligeramente menor, parece razonable que pueda oscilar en torno a los 190 V. Por último, en la cuarta gráfica tenemos una comparación entre la potencia entregada por el panel y la potencia absorbida por la carga. Podemos apreciar que la media de la potencia del panel es ligeramente mayor, lo cual tiene sentido, debido a que el panel está suministrando la potencia consumida por la carga más las pérdidas que tenemos en los elementos del convertidor. Podemos apreciar que la potencia del panel es especialmente ruidosa al compararla con la potencia de la carga, pero dado que la tensión pico a pico del panel no era demasiado elevada, este ruido ha de deberse a la corriente del panel. 51 Otro detalle que se aprecia es que el ruido de la potencia del panel en ocasiones provoca que este valor sea inferior al de la carga. Esto significa que la carga estaría alternando entre la potencia de la red y la potencia del panel. Sin embargo, como vimos en la segunda gráfica de la Figura 24, la tensión en la carga no llega a alcanzar los valores de la tensión de red (348 V), lo que implica que la salida del booster está alimentando a la carga en todo momento. Por lo tanto, estos ruidos han de deberse a errores provocados por el tiempo de simulación tomado y que se amplifiquen al medir la potencia como el producto de la tensión por la intensidad. 4.4.1. Simulaciones del control a todo o nada con MPPT Tras haber realizado una simulación con el control a todo o nada sin un algoritmo de seguimiento para el punto de máxima potencia o MPPT, se implementó el código de la Figura 15 para realizar este seguimiento. Como en el caso sin MPPT, se omitió el transitorio, quedándonos sólo con el régimen estacionario, lo cual dio lugar a la Figura 25, que como podemos observar, no difiera demasiado de la Figura 24. Para empezar, observamos que en la primera gráfica de la Figura 25 tenemos el mismo ciclo de servicio del 47% que ya tuvimos con el control a todo o nada sin algoritmo de seguimiento y, que una vez más, es un ciclo de servicio constante debido a que apenas hay variaciones en los valores de tensión empleados para calcularlo. Figura 25. Simulación con el control a todo o nada y algoritmo MPPT. D_boost. V_link_cc y Vref. Vpanel. En la segunda y la tercera gráfica tenemos el motivo de que el ciclo de servicio no varíe, y se debe a que las tensiones presentes en la carga funcionan exactamente 52 igual que en el caso en el que no había MPPT y, por ejemplo, volvemos a tener 0.29 V de pico a pico en la tensión de la carga. En la tercera gráfica ocurre algo similar, pero hay que tener en cuenta que no la estamos comparando con la tensión de referencia del panel, al igual que no lo hicimos con la Figura 24. Sin embargo, mientras que en la Figura 24 no nos interesaba especialmente esta comparativa, porque la referencia nos servía simplemente para que se activase el panel, con la Figura 25 sí es una referencia que nos interese, puesto que queremos que la tensión del panel sea próxima a su referencia. Por ello, se realizó una nueva simulación, comparando la tensión del panel con la de su referencia, así como midiendo también la intensidad del panel y las potencias. Las gráficas resultantes de esta simulación quedan reflejadas en la Figura 26. Aunque en esta ocasión tiene poco sentido analizar las gráficas por separado, sí hay un pequeño matiz que conviene apreciar antes de hablar del conjunto. Por una parte, se aprecia en la primera gráfica que, pese al ruido de Vpanel que vimos en la Figura 25, realmente es una magnitud muy pequeña en relación con los valores en los que nos manejamos. Por otro lado, podemos ver que con las potencias ha pasado lo mismo que pasó con la tensión del panel y de la carga, y que los valores se mueven en los mismos márgenes que en el control sin MPPT. Figura 26. Simulación con el control a todo o nada y algoritmo MPPT. Vpanel y V_panel_ref. I_panel. Pot_panel, V_link_cc*Icarga y Pot_Perdidas. Habiendo puntualizado estos dos detalles, procedamos a analizar la Figura 28 en conjunto. Por un lado, tenemos que hay una diferencia elevada entre la tensión a la que está trabajando nuestro panel y la tensión que apreciamos del punto de máxima potencia. Por otro lado, tenemos que, si bien la intensidad del panel en el punto de máxima potencia habría de ser menor que los 6 A que tiene como parámetro nuestro panel, como podemos ver en la Figura 22, un valor de en torno a 136 mA es demasiado reducido. 53 Algo similar a lo ocurrido con la tensión y la intensidad sucede con la potencia suministrada por el panel. Si empleamos la ecuación ( 13 ), resultado de combinar las ecuaciones ( 4 ) y ( 5 ), considerando que tanto el factor de forma como la tensión umbral de las células tienen un valor de 0.7 V, obtenemos un punto de máxima potencia teórico de 924 W, muy distantes de los entre 25 y 27 W que tenemos. 𝑃𝑀𝑃𝑃=𝐹𝐹∗𝑃𝑚á𝑥_𝑡𝑒ó𝑟𝑖𝑐𝑎 =𝐹𝐹∗𝑉𝑂𝐶 ∗𝐼𝑆𝐶 = 0.7 ∗ 220∗6=924 𝑊 ( 13 ) A la luz de estos resultados, todo apunta a que no estamos trabajando realmente en el punto de máxima potencia debido a que nuestro algoritmo de control no está haciendo que la tensión del panel siga su referencia adecuadamente. Dado que el control a todo o nada simplemente evita que bajemos de la referencia, es incapaz de sujetar adecuadamente la tensión. Finalmente, también hay que tener en cuenta que, al estar empleando unos valores arbitrarios, la potencia capaz de generar el panel no se corresponde con la máxima, puesto que no hay elementos que puedan disiparla y el balance energético, que podemos ver en la ecuación ( 14 ), no se cumpliría. A su vez, comprobamos que, si bien la potencia del panel no se corresponde con la de la carga en la Figura 26, sí se da el balance al diferir sólo en las oscilaciones correspondientes a las pérdidas. 𝑃𝑖𝑛 =𝑃𝑜𝑢𝑡 =>𝑃𝑝𝑎𝑛𝑒𝑙 =𝑃𝑐𝑎𝑟𝑔𝑎 +𝑃𝑝é𝑟𝑑𝑖𝑑𝑎𝑠 ( 14 ) 4.5. Control por histéresis Teniendo comprobado que el control a todo o nada funciona adecuadamente, se procedió a simular con el control por histéresis dando lugar a los resultados de la Figura 27 y de la Figura 28. Figura 27. Simulación con el control por banda de histéresis. D_boost. Boost. V_link_cc y Vref. Vpanel y V_panel_ref. 54 Si procedemos a observar el funcionamiento de las potencias, visibles en la segunda gráfica de la Figura 28, observamos que sucede algo extraño, y es que en ciertos puntos, la potencia generada por el panel es menor que la potencia en la carga. Sin embargo, si añadimos la potencia de pérdidas a la ecuación, esto cobra sentido, ya que esta potencia de pérdidas es debida (despreciando pérdidas en el cableado) a los componentes del booster, es decir, bobinas, condensadores y polos de potencia. Estos elementos tienen la capacidad de cargarse energéticamente, y si bien es habitual que nos generen pérdidas, en ocasiones, como es el caso, también pueden devolvernos energía. Figura 28. Simulación con el control por banda de histéresis. Vpanel y V_panel_ref. Pot_panel, Pot_perdidas y V_link_cc*Icarga. Boost y D_boost. Visualizado en la segunda gráfica de la Figura 28, es la devolución energética de los elementos que pueden cargarse energéticamente lo que provoca que, en ocasiones, potencia de pérdidas sea negativa. Además, si realizamos un balance de potencias en dicha gráfica, podemos apreciar que la suma de las potencias de la carga más la potencia de pérdidas dan lugar a la potencia del panel, verificando así que el funcionamiento es el adecuado. 4.6. Control por regulador Como se vio en el Capítulo III, se probaron distintas maneras de implementar el regulador. Pese a que sólo nos detendremos a explicar en detalle la versión finalmente implementada, sí se ilustrará más adelante el caso con mal funcionamiento a fin de justificar el mismo. 4.6.1. Regulador para cálculo del ciclo de servicio Si bien en el Capítulo III se explicó qué ecuaciones se empleaban para implementar un regulador PID, utilizando la ecuación ( 11 ) para programarlo, debido 55 a la incapacidad de un ordenador para calcular una integral o una derivada, no se llegó a mostrar un código con esto implementado, a diferencia de un control a todo o nada o por histéresis, donde se realizan comparaciones, algo con lo que un ordenador puede trabajar bien. Si tomamos como base el diagrama de bloques de la Figura 18, y obteniendo sólo la parte referente al algoritmo de control y cálculo del ciclo de servicio en la Figura 21, podemos escribir nuestro código como el presente en la Figura 29. Inicialmente, y de acuerdo con el diagrama de bloques, vemos que tenemos la señal boost controlada a todo a nada por la tensión del panel, mientras que la tensión de la carga la emplearemos para calcular el ciclo de servicio. Así, en la siguiente sentencia almacenamos el error en la variable homónima (dado que en esta ocasión usamos el error con fines más allá de los comparativos). Figura 29. Código del regulador PID implementado. Una vez conocemos el error, calculamos por separado los términos de la ecuación ( 11 ) tal y como se ven en dicha ecuación. Sin embargo, podemos ver que tras el cálculo de cada término tenemos otras dos líneas de código, encargadas de saturarlos si alcanzasen un valor demasiado elevado o demasiado reducido, tal y como sucede con el ciclo de servicio. A diferencia de con el ciclo de servicio, sin embargo, podemos apreciar que el límite inferior lo ponemos en -100, en lugar de en 0 o en 1, como hacíamos con el ciclo de servicio. Esto se debe a que en ocasiones un término podría tener que compensar a otro que alcanza un valor positivo demasiado elevado, y evitando que pueda ser negativo, desestabilizaría el sistema. Tras calcular los distintos términos de nuestro regulador PID, almacenamos ese error como el error previo para la próxima iteración, ya que lo necesitamos para calcular el término derivativo. 56 Por último, dado que el ciclo de servicio es la salida de nuestro regulador, lo calculamos como la suma de sus términos, y realizamos las operaciones de redondeo y saturación que ya hemos visto. Hay que tener en cuenta que en esta explicación no se ha dado valor a las variables Ki, Kd y Kp. Esto es porque inicialmente es un valor desconocido. Como se explicó en el Capítulo III, lo ideal sería emplear una tabla que, partiendo del modelo de la planta, nos dé el valor de las variables necesitadas. Sin embargo, dado que nuestro sistema no es lineal, toca realizar una sintonía por ensayo y error. Para esto, se sintonizó primero Kp, realizando múltiples simulaciones hasta dar con un valor que se ajustase a nuestras necesidades, haciendo un regulador Proporcional. Una vez se tuvo un valor para Kp, se continuó con un regulador Proporcional e Integral, realizando nuevamente simulaciones en las que se alterase el valor de Ki hasta dar con un valor adecuado sin modificar Kd. Finalmente, se probó a ajustar Kd para hacer el regulador Proporcional, Integral y Derivativo, Figura 30. Simulación con el control por regulador PI. D_boost y boost. V_link_cc, Vref y Vcc_link_filtrada. Pot_panel, V_link_cc*Icarga y Pot_perdidas. Tras estas sintonías, finalmente se llegó a la conclusión de que la mejor solución posible era un regulador PI o Proporcional e Integral, dando así unas variables de Kp=17, Ki=230000 y Kd=0. Esta solución daba lugar a mejores resultados que un regulador puramente proporcional, y si bien el error en régimen estacionario era ligeramente mayor que el de un regulador Proporcional, Integral y Derivativo, la diferencia entre uno y otro era bastante reducida, y el sistema era mucho más ruidoso con el término derivativo no nulo, llevando a que se desechara esta opción. Tras ejecutar la simulación con estos valores, se obtuvieron los resultados de la Figura 30. Lo primero que se aprecia es que, con una bajada notable en el ciclo de servicio, obtenemos unos resultados similares o incluso mejores a los de controles 57 previos, dado que un ciclo de servicio menor implica menos tiempo de trabajo del boost. En la segunda gráfica observamos que, mientras que otros controles llegaban a duras penas a la referencia (por pequeño que fuera el error), aquí pasamos más tiempo por encima de la referencia que por debajo, lo cual es positivo si tenemos en consideración que queremos una tensión superior a la de la red para bloquear los diodos del rectificador. Sin embargo, si comprobamos la tensión de la carga filtrada, podemos apreciar que realmente el error no es demasiado elevado, y aunque la función del término integral es eliminar el error estacionario, no fue posible debido a que las divisiones de tiempo en las que se ejecuta el sistema no son instantáneas, lo que restringe la capacidad de la planta para adaptarse. Finalmente, como se puede ver en la tercera gráfica, se realizó un balance de potencias para comprobar que la potencia generada coincidiera con la potencia saliente y, como con controles anteriores, se verificó que el balance de potencias se cumplía. 4.6.2. Regulador para cálculo de la tensión de referencia Por último, y buscando justificar que, efectivamente, controlar la planta calculando el ciclo de servicio mediante la ecuación ( 9 ) no da un buen resultado, se realizó una simulación con el planteamiento del diagrama de bloques presente en la Figura 19, la cual genera un código como el que podemos ver en la Figura 31. Figura 31. Código del PID con la tensión de referencia de la carga como salida. 64 el condensador de salida. En esta figura tenemos también, sombreado de verde, el área de bajo la curva de la intensidad, o la carga acumulada, tal y como vimos en la ecuación ( 23 ). Si hacemos un balance energético, tenemos que las áreas verdes de la Figura 36 coinciden en las porciones superiores e inferiores. Por tanto, para calcular la carga que acumula el condensador basta con calcular el área de la sección inferior, más sencilla de calcular, dando lugar al resultado de la ecuación ( 25 ). ∆𝑄=𝑡𝑜𝑛 ∗𝐼𝑜𝑢𝑡 =𝐷∗ 𝑇∗ 𝐼𝑜𝑢𝑡 =𝐷∗𝐼𝑜𝑢𝑡 𝑓 ( 25 ) Figura 36. Corriente del condensador. Si combinamos las ecuaciones ( 22 ) y ( 25 ), tenemos la ecuación ( 26 ), de la que podemos despejar la capacidad del condensador para obtener la ecuación , que nos da el valor deseado, siendo D, el ciclo de servicio; Iout la intensidad de salida; f, la frecuencia de conmutación; y ΔV, el rizado deseado. 𝐶∗∆𝑉=𝐷∗𝐼𝑜𝑢𝑡 𝑓 ( 26 ) 𝐶 =𝐷∗𝐼𝑜𝑢𝑡 𝑓∗∆𝑉 ( 27 ) Para conocer estos datos, calculamos los tres posibles casos, tal como se ve en la Tabla 3, en función de si nos encontramos en la máxima tensión permitida por la tolerancia o en la mínima, dado que el ciclo de servicio, que calcularemos según la ecuación ( 9 ); y la intensidad de salida, calculada como el cociente entre la potencia de 7 W del ozonificador y la tensión de entrada al mismo, dependen de la tensión que tengamos. Los otros dos valores, la frecuencia de conmutación y el rizado, no dependen directamente de esta tensión. La frecuencia de conmutación ha sido escogida como 10 kHz, una frecuencia bastante habitual en este tipo de convertidores. Respecto del rizado nos topamos con que vamos a encontrar dos 65 variables que provoquen una diferencia entre los valores de tensión a la entrada del ozonificador: los márgenes de funcionamiento del sistema, los cuales son el mayor y el menor valor de la tolerancia, y el rizado de la salida del convertidor debido a la alta frecuencia de conmutación, necesitando calcular el condensador para que pueda con la suma de ambos. Caso Tensión Ciclo de servicio Intensidad Capacidad Mínima tensión 303 V 54% 23.1 mA 27.72 nF Tensión nominal 325 V 57% 21.5 mA 27.23 nF Máxima tensión 348 V 60% 20.1 mA 26.8 nF Tabla 3. Cálculo del condensador de salida. La diferencia de tensiones entre los dos márgenes de funcionamiento tiene un valor de 45 V. A la hora de considerar el rizado debido a la frecuencia de conmutación, se busca que este sea lo menor posible, y en nuestro caso, si lo fijásemos en un rizado de 1 V, por ejemplo, sería despreciable frente a los 45 V que hay de oscilación entre ambos márgenes, haciendo que consideremos cero el rizado por alta frecuencia y trabajemos con el valor de 45 V. Viendo la Tabla 3 podemos apreciar que para distintos caso, obtenemos distintos valores del condensador. Como nuestro objetivo en caso de duda es minimizar el rizado, se optó por el condensador comercial inmediatamente superior al de la mayor capacidad, ya que son inversamente proporcionales. Por tanto, se seleccionó un condensador con una capacidad de 33 nF. Este condensador ha de ser de respuesta rápida, dado que queremos que funcione para un convertidor con una frecuencia de conmutación de 10 kHz. Estos condensadores emplean dielétricos de papel o de polímero, y tampoco podrán ser dieléctricos como los empleados en los condensadores electrolíticos de filtrado a la salida de los rectificadores, cuya frecuencia de trabajo es de tan sólo 100 Hz. 5.3. Simulaciones con el equipo dimensionado Una vez tenemos el equipo, implementamos el esquema en PSIM, que será similar al de la Figura 1, pero con algunas diferencias tales como la carga, que emulará una carga resistiva de 7 W, o los cuatro paneles, cuyo número fue explicado en primer apartado de este capítulo. Asimismo, también apreciamos que, aparte del condensador de 33 nF, hay otro en paralelo de 6.8 uF. Este representa el condensador C3 de la Figura 9, cuya acción no podemos ignorar. Con todos los elementos modificados obtenemos el esquema de la Figura 37. 66 Figura 37. Esquema completo con los elementos finales. Respecto a los paneles, los datos serán los que podemos ver en la Figura 38, muy similares a los de la Figura 22, pero con distintas corriente de cortocircuito y número de células, de acuerdo con los datos que pudimos observar en la Figura 33. Cabe recordar que estos datos son los correspondientes a un panel, y que no se corresponderían con el valor del panel equivalente. Sin embargo, al estar en serie, la corriente suministrada tendrá el mismo valor, y la tensión, como ya se explicó previamente, será el cuádruple de la correspondiente a un solo panel. Figura 38. Datos de un panel dimensionado empleado en las simulaciones. El control fue implementado de la misma manera que en el capítulo anterior, modificando los parámetros correspondientes, como la tensión de referencia del panel, o los términos del regulador, a fin de adaptarlo a las nuevas condiciones de funcionamiento. 67 5.3.1. Simulaciones con el control a todo o nada Al igual que en el resto de capítulos, la primera simulación con la que se trabajó fue la más sencilla de todas: la del control a todo o nada. En el resto de simulaciones, habíamos procedido a verificar el funcionamiento del control antes de comprobar que efectivamente el suministro energético procediera de los paneles en lugar de la red. Esto es así debido a que el sobredimensionamiento de la planta, sumado al hecho de no ser los elementos definitivos, nos daba un margen, ya que, en caso de no estar correctamente alimentado, tampoco hubiera funcionado el control adecuadamente. Sin embargo, dado que estos elementos se corresponden con la planta final, se prefirió verificar el correcto funcionamiento de los mismos mediante la Figura 39. En ella, podemos ver que durante el arranque, en el que la tensión del panel es más baja, tiene picos en los que necesita energía de la red, dado que el convertidor no es capaz de conseguir un ciclo de servicio suficientemente elevado y funcional para dar el suministro completo. Conforme el sistema va arrancando, y la tensión del panel va alcanzando su valor estacionario, esta demanda de la red es cada vez menor hasta llegar al punto en que es completamente nulo. Esta evolución del arranque la podemos ver también en la primera gráfica de la figura, observando el ciclo de servicio y el boost. El ciclo de servicio podemos apreciar que, conforme la tensión de panel es mayor, este va siendo menor. A su vez, esto se ve reflejado en el propio boost, que cuando la tensión del panel es insuficiente no alcanza a funcionar, pero conforme mejora el ciclo de servicio, cada vez necesita activarse con menos frecuencia. Figura 39. Verificación de la adecuada alimentación de la planta. D_boost y boost. I_consumor_red e I_carga. Vpanel. 68 Un problema que apreciamos en la Figura 39 es la lenta evolución de la tensión del panel. Esto es debido a la capacidad de 470 µF que, para nuestro nuevo generador, es demasiado elevada. Por tanto, esta capacidad se redujo a 47 µF, dando lugar al resultado de la Figura 40. Figura 40. Verificación de la adecuada alimentación de la planta con condensador reducido.. D_boost y boost. I_consumor_red e I_carga. Vpanel. En la Figura 40 vemos que, efectivamente, nuestro sistema arranca mucho más rápido con una tensión de panel que alcanza mucho antes unos valores mínimos para comenzar el funcionamiento, lo que a su vez implica una menor dependencia de la red y una mejora en el ciclo de servicio. Algo que podemos apreciar mejor aquí que en la Figura 39 es que los picos de consumo de red llevan a un ligero incremento temporal en la tensión del panel que, como podemos ver, lleva a una leve activación del boost. Sin embargo, dado que esto pertenece al estado transitorio, en el cual tenemos menos interés que en el estacionario, no le daremos mayor importancia, ya que, además, su influencia durará un breve lapso de tiempo. Si omitimos este estado transitorio correspondiente al arranque que hemos visto en la Figura 39 y en la Figura 40, obtenemos el resultado de la Figura 41. De manera similar a como sucedía con el sistema sobredimensionado, tenemos que el ciclo de servicio ha alcanzado un valor constante y se corresponde con el 57%, el mismo que el que ya calculamos en la Tabla 3 En la segunda gráfica podemos ver que, aunque hay ruido a la salida del sistema, como ya ocurrió en el capítulo anterior, no es un ruido demasiado elevado, con un valor de menos de 1.2 V de pico a pico. Si pasamos esta tensión por un filtro pasa baja a fin de tener una lectura más clara, obtenemos la señal de color verde. Esta señal vemos que es ligeramente superior a la tensión de referencia del panel. Debido a la imposibilidad de obtener un ciclo de servicio exacto, la escasa diferencia que hay es un muy buen resultado. El hecho de que sea una magnitud superior en 69 lugar de inferior es también favorable para garantizar que los diodos del rectificador siempre bloqueen la energía de red. Figura 41. Simulación con el control a todo o nada en régimen estacionario. D_boost. V_link_cc, Vref y Vcc_link_filtrad. Vpanel. Pot_panel, Pot_carga y Pot_perdidas. Finalmente, si realizamos un balance de potencias, podemos ver que efectivamente la potencia consumida por la carga es similar a la potencia suministrada por el panel, con la excepción de pequeños picos energéticos. Estos picos, como ya hemos visto en anteriores balances, son los correspondientes a las pérdidas de potencia presentes en los elementos del convertidor, correspondientes a la potencia de pérdidas. Figura 42. Simulación con el control a todo o nada en régimen estacionario en sobretensión. D_boots. V_link_cc, Vref y Vcc_link_filtrad. Vpanel. Pot_panel, Pot_carga y Pot_perdidas. Se puede apreciar que esta simulación, a diferencia del resto de las realizadas hasta ahora, ha sido realizada con una tensión de red de 325 V, la correspondiente 70 a la tensión de red rectificada, en lugar de con los 348 V correspondientes a la tensión de red rectificada considerando el límite de la tolerancia. Esto es debido a que para el capítulo previo podíamos considerar satisfactoria la situación más desfavorable, mientras que aquí es preferible conocer las condiciones nominales de trabajo. Sin embargo, a fin de conocer también la situación más desfavorable, se realizó una nueva simulación modificando la red eléctrica y obteniendo los resultados de la Figura 42. Vemos que los resultados de estas gráficas son muy similares a los de la Figura 41, con los correspondientes incrementos en el ciclo de servicio, la tensión de la carga o la potencia. Así pues, dado que cumple correctamente en las condiciones nominales y en la condición más desfavorable, podemos considerar que nuestro sistema es viable para un método de control a todo o nada. 5.3.2. Simulaciones con el control por histéresis Comprobado el buen funcionamiento del control a todo o nada, el siguiente método a simular fue el control por histéresis, dando lugar a los resultados de la Figura 43 y de la Figura 44. Lo primero que vemos en la Figura 43 es el ciclo de servicio que, como sucedía en la Figura 27, no es constante, aunque en esta ocasión tiene tres niveles en lugar de dos, oscilando entre el 59% y el 61% dependiendo de la situación. También, al igual que ya vimos en la Figura 27, podemos apreciar en la segunda gráfica que la tensión de salida forma una señal de diente de sierra. Sin embargo, a diferencia de en el sistema anterior, no tenemos un pico de tensión en la cima de cada diente de sierra, lo cual supone una mejora respecto al anterior sistema. Sin embargo, mientras que en el anterior sistema, el rizado era de 10 V de pico a pico y centrado, con lo cual se cumplía adecuadamente la histéresis de ±5 V con respecto a la referencia, en esta ocasión nuestro rizado es de 15 V, y aunque en el límite inferior mantiene los 5 V máximos que establecimos al programar el control, el límite superior llega a los 10 V por encima de lo programado. Esto se debe a que la subida es mucho más rápida que la bajada, y el sistema no tiene margen para intervenir. Una prueba que se realizó a fin de mejorar esta situación fue reducir los márgenes en los que se daba la histéresis, pero potenciaban este efecto también en el límite inferior al alterar el tiempo de intervención del sistema, provocando que los resultados fueran aún peores. Al igual que sucedía también en la Figura 27, podemos apreciar que la tensión del panel tiene una frecuencia elevada que se manifiesta en un rizado, el cual, a su vez, se traducen en un suministro irregular de la potencia. Este suministro irregular, que ya se analizó en detalle en la Figura 28, lleva a puntos en los que la potencia de la carga es superior a la potencia del panel. Sin embargo, en estos puntos tenemos 71 que la potencia de pérdidas es negativa, lo que quiere decir que los elementos que generan estas pérdidas nos están devolviendo la energía que falta al panel, con lo que en principio seguimos teniendo independencia de la red. Figura 43. Simulación con el control por histéresis en régimen estacionario. D_boost. V_link_cc, Vref y Vcc_link_filtrada. Vpanel. Pot_panel, Pot_carga y Pot_perdidas. Pese a lo comentado en el anterior párrafo, la mejor manera de conocer si tenemos realmente o no independencia de la red, es comprobando y la corriente de consumo de red es o no nula. Para esto se realizó la simulación correspondiente a la Figura 44. Figura 44. Simulación con el control por histéresis en régimen estacionario. D_boost y boost. Icarga e I_consumo_red. En la primera gráfica tenemos el ciclo de servicio extendido en el tiempo, que debido a su cambio constante, vemos que tiene forma triangular, y la señal de activación del boost. Esta segunda vemos que se activa con mucha menos frecuencia que con el control a todo o nada, debido al descenso de veces que elevamos la tensión que podemos apreciar en la Figura 43. 72 Finalmente, si comparamos los consumos, podemos ver que, tal y como era de esperar, hay un pico de consumo de red durante el arranque, pero a lo largo del tiempo hay pequeños instantes de consumo, que si bien no son elevados, podrían introducir armónicos indeseados en la red. Poniendo en conjunto toda la información sobre el funcionamiento de este control, llegamos a la conclusión de que no es un control deseable. Comparando con el control a todo o nada tenemos un control con menor frecuencia en el ruido, pero mayor amplitud del mismo. Además, mientras que el control a todo o nada una vez superado el arranque era capaz de funcionar de manera totalmente aislada de la red, este control tiene instantes no deseables en los que la independencia de la red no está garantizada. Por lo tanto, se determinó este método como uno no viable. 5.3.3. Control por regulador En los Capítulos III y IV vimos dos posibilidades distintas para implementar el control por regulador, pasando estas por emplear la tensión de referencia de la carga como salida del regulador, o emplear el ciclo de servicio como salida del regulador, siendo esta la única que dio resultados satisfactorios. Dado que estos capítulos tenían como objetivo verificar la viabilidad del proyecto, nos permitieron descartar la primera opción sin tener que simularla, llevando a realizar un regulador del ciclo de servicio. Siguiendo el mismo método de sintonía, realizando un regulador P, seguido de un PI, y terminando con un PID, comparando los resultados de los tres entre sí, se llegó a la conclusión de que los mejores resultados se obtenían con un regulador PI. Tras los ensayos de sintonía, se obtuvo una idéntica a la del Capítulo IV, las magnitudes que se emplearon fueron Kp=17, Ki=24500 y Kd=0. Así, se obtuvieron los resultados de la Figura 45, con 325 V de tensión nominal que tiene el sistema. En la primera gráfica podemos comprobar que el ciclo de servicio es, una vez más, reducido en comparación a los de otros algoritmos de control. Sin embargo, como apreciamos en la segunda gráfica, este escaso ciclo de servicio aun así da lugar a una salida adecuada de la tensión de la carga. Si continuamos con la segunda imagen de la Figura 45, vemos que la tensión de salida satisface adecuadamente las necesidades, dado que, si bien empleando la tensión filtrada es ligeramente superior a la tensión de referencia, esta diferencia vuelve a ser de 0.1 V, y el rizado es de sólo 0.2 V, con lo cual tenemos un resultado mucho más favorable que el del control a todo o nada. Podemos apreciar que la tensión del panel tampoco es constante, dado que peca un pequeño descenso cada vez que activamos el boost, pero esta diferencia no es demasiado elevada, habiendo una diferencia de tan sólo 0.25 V desde un máximo 73 hasta su próximo mínimo. Al realizar el balance de potencias tenemos que, de nuevo, la potencia suministrada coincide con la de las pérdidas sumada a la de la carga. Sin embargo, aquí tenemos que la potencia de pérdidas es muy reducida, siendo casi nula a excepción del instante en que dispara el boost. Esto es debido al mayor gasto en las pérdidas por conmutación que en las pérdidas por conmutación de los elementos que las provocan. Figura 45. Simulación con el control por regulador PI en régimen estacionario. D_boost y boost. V_link_cc, Vref y Vcc_link_filtrada. Vpanel. Pot_panel, Pot_carga y Pot_perdidas. Para comprobar la independencia de la red del sistema, se realizó una simulación del sistema, esta vez en transitorio, obteniendo los resultados de la Figura 46. Podemos ver cómo se vuelven a dar picos de tensión en las etapas iniciales, pero se reducen rápidamente hasta desaparecer. Figura 46. Simulación con el control por regulador PI en régimen transitorio. D_boos. V_link_cc, Vref y Vcc_link_filtrada. Icarga e I_consumo_red. Vpanel. Finalmente, se realizó una simulación como la de la Figura 45 cambiando la tensión de la red por la de su mayor valor, obteniendo el resultado de la Figura 47 y 80 81 82 CAPÍTULO VI: CONCLUSIONES 6.1. Futuras líneas de trabajo Dado que el foco del trabajo ha estado puesto en la alimentación de autoconsumo de una única carga de baja potencia, no se ha desarrollado el estudio orientado a múltiples cargas más allá de la mención para indicar por qué es preferible la alimentación con un puente de diodos en lugar de con un inversor. Sin embargo, puesto que se trata de una opción viable desde el aspecto técnico, sería interesante abrir una línea de investigación para, de esta forma, encontrar una mayor viabilidad económica y rentabilidad en el sistema al aprovechar toda la energía capaz de generar. En línea con esta idea de un mayor aprovechamiento de la potencia, alimentando varias cargas en paralelo, está el anteproyecto desde el que se desarrolló este Trabajo de Fin de Grado: el proyecto OZONOVOLT, y su versión más compleja y ambiciosa, el proyecto OZONOGRID. Este último, consiste en la alimentación autónoma de ozonizadores y propone, como se explicó en la introducción, sanear el aire de las ciudades con las propiedades biocidas del ozono. Empleando este primer estudio realizado a lo largo del presente trabajo, se podría desarrollar un proyecto piloto para el desarrollo de una red urbana masiva, que a su vez tendría nuevos problemas que afrontar, tales como la prevención de la acumulación de ozono y los posibles problemas respiratorios que este gas puede provocar o la integración de los múltiples sistemas como una única red. 6.2. Conclusiones generales Por último, volvamos una vez más al primer capítulo. Tal y como se anticipó en el apartado referente a los objetivos de la introducción, las principales metas de entre proyecto consistían en profundizar en las competencias adquiridas a lo largo de la carrera en análisis de circuitos electrónicos, orientados a los de electrónica de potencia, estudiados en las asignaturas de Electrónica de Potencia en 3º y de Electrónica de Potencia en Sistemas de Energía Alternativa en 4º, así como el funcionamiento de paneles fotovoltaicos, estudiados también en esta última asignatura. Desde esta perspectiva, los resultados han sido satisfactorios, dado que se han trabajado con distintas herramientas para comprender y desarrollar tanto un electrodoméstico comercial de baja potencia como el sistema adecuado para alimentarlo. A esto, hay que añadirle que la profundidad empleada en el diseño de una planta generadora con paneles fotovoltaicos ha sido mayor que la trabajada en la asignatura pertinente, ayudando a afianzar, reforzando y expandiendo lo estudiado durante la misma. 83 No obstante, aunque el desarrollo de las competencias obtenidas en estas asignaturas ha estado presentes a lo largo de todo el proyecto, no han sido las únicas necesarias. Esto se aprecia, por ejemplo, en el control. Si bien es cierto que no son las únicas asignaturas en las que se han tratado estrategias de control, tanto la asignatura de 2º de Fundamentos de Automática, como la de 3º de Diseño de Sistemas de Control fueron aquellas en las que se aprendió lo que era un regulador PID, así como distintas estrategias de sintonía o qué función tiene cada término, conocimientos que han sido de gran importancia para este trabajo. Relacionado también con el control está la programación. Aunque, de manera análoga a lo sucedido con los reguladores, la programación ha sido necesaria en varias asignaturas de la carrera, hay dos de ellas destacables: Fundamentos de Informática, de 1º; e Informática Industrial, de 3º. Estas fueron las asignaturas en las que se aprendió a programar, herramienta sin la cual no se podría haber implementado el control deseado en el simulador de PSIM, así como en las que se aprendió cómo simplificar el código mediante un diagrama de flujo para hacer más sencilla su comprensión. Además de estas competencias adquiridas en asignaturas concretas, también se desarrollaron otras competencias transversales, como el estudio económico a la hora de decidir las soluciones para un problema, garantizando no sólo la viabilidad técnica de un determinado proyecto, sino también la económica, o la capacidad de juzgar la viabilidad de un sistema en base a los resultados de una simulación. Son competencias que si bien no han sido el foco principal de ninguna asignatura, han estado presente en buena parte de las asignaturas a lo largo de los estudios de grado y, a su vez, en este proyecto. Debido a todos estos conocimientos adquiridos y reforzados, se consideró el trabajo de fin de grado como satisfactorio y un cierre adecuado a la formación. 84 85 86 Índice de figuras Figura 1. Esquema completo. ....................................................................................... 15 Figura 2. Esquema sin sensores ni bloque de control. ............................................... 16 Figura 3. Curva V-I de un generador fotovoltaico y su influencia con la temperatura. ........................................................................................................................................ 18 Figura 4. Curvas V-I y de potencia de un generador fotovoltaico y su influencia con la irradiancia. ..................................................................................................................... 18 Figura 5. Punto de máxima potencia de un generador fotovoltaico. ......................... 19 Figura 6. Esquema del convertidor elevador. .............................................................. 20 Figura 7. Exterior del ozonificador comercial ATWFS. ................................................. 22 Figura 8. Interior del ozonificador comercial ATWFS. ................................................. 23 Figura 9. Esquema del ozonificador comercial ATWFS. .............................................. 23 Figura 10. Diagrama de bloques de un sistema de control en lazo abierto. ............ 27 Figura 11. Diagrama de bloques de un sistema de control en lazo cerrado. ........... 28 Figura 12. Diagrama de flujo del algoritmo de control a todo o nada. ...................... 29 Figura 13. Código del control a todo o nada. .............................................................. 30 Figura 14. Diagrama de flujo de un algoritmo Hill Climbing. ...................................... 32 Figura 15. Código del algoritmo Hill Climbing. ............................................................ 33 Figura 16. Diagrama de flujo del algoritmo de control por histéresis. ...................... 34 Figura 17. Apartado del código de control por histéresis. .......................................... 35 Figura 18. Diagrama de bloques del control por regulador. ...................................... 37 Figura 19. Diagrama de bloques del control por regulador. Cálculo de la salida del convertidor como señal del regulador. ........................................................................ 38 Figura 20. Diagrama de flujo del bucle de simulación. .............................................. 43 Figura 21. Código de la implementación. .................................................................... 45 Figura 22. Datos del panel empleado en las simulaciones. ...................................... 46 Figura 23. Funcionamiento e implementación del PWM del ciclo de servicio. D_boost y g_nStepCount. Boost. V_link_cc y Vref. ..................................................................... 47 Figura 24. Simulación con el control a todo o nada. D_boost. V_link_cc y Vref. Vpanel. Pot_panel y Pot_carga. .................................................................................................. 48 Figura 25. Simulación con el control a todo o nada y algoritmo MPPT. D_boost. V_link_cc y Vref. Vpanel. ............................................................................................... 50 Figura 26. Simulación con el control a todo o nada y algoritmo MPPT. Vpanel y V_panel_ref. I_panel. Pot_panel, V_link_cc*Icarga y Pot_Perdidas. ......................... 51 Figura 27. Simulación con el control por banda de histéresis. D_boost. Boost. V_link_cc y Vref. Vpanel y V_panel_ref. ....................................................................... 52 Figura 28. Simulación con el control por banda de histéresis. Vpanel y V_panel_ref. Pot_panel, Pot_perdidas y V_link_cc*Icarga. Boost y D_boost. ................................ 53 Figura 29. Código del regulador PID implementado. .................................................. 54 Figura 30. Simulación con el control por regulador PI. D_boost y boost. V_link_cc, Vref y Vcc_link_filtrada. Pot_panel, V_link_cc*Icarga y Pot_perdidas. ............................. 55 Figura 31. Código del PID con la tensión de referencia de la carga como salida. ... 56 87 Figura 32. Simulación con el control por regulador P y tensión de referencia como salida del regulador. D_boost. V_link_cc y Vref. Error, proporcional y V_link_pid. ... 57 Figura 33. Datos del panel escogido............................................................................ 59 Figura 34. Nodo de salida. ............................................................................................ 62 Figura 35. Corriente del diodo. ..................................................................................... 62 Figura 36. Corriente del condensador. ........................................................................ 63 Figura 37. Esquema completo con los elementos finales.......................................... 65 Figura 38. Datos de un panel dimensionado empleado en las simulaciones. ......... 65 Figura 39. Verificación de la adecuada alimentación de la planta. D_boost y boost. I_consumor_red e I_carga. Vpanel. .............................................................................. 66 Figura 40. Verificación de la adecuada alimentación de la planta con condensador reducido.. D_boost y boost. I_consumor_red e I_carga. Vpanel. ............................... 67 Figura 41. Simulación con el control a todo o nada en régimen estacionario. D_boost. V_link_cc, Vref y Vcc_link_filtrad. Vpanel. Pot_panel, Pot_carga y Pot_perdidas. .... 68 Figura 42. Simulación con el control a todo o nada en régimen estacionario en sobretensión. D_boots. V_link_cc, Vref y Vcc_link_filtrad. Vpanel. Pot_panel, Pot_carga y Pot_perdidas. ............................................................................................ 68 Figura 43. Simulación con el control por histéresis en régimen estacionario. D_boost. V_link_cc, Vref y Vcc_link_filtrada. Vpanel. Pot_panel, Pot_carga y Pot_perdidas. .. 70 Figura 44. Simulación con el control por histéresis en régimen estacionario. D_boost y boost. Icarga e I_consumo_red. ................................................................................. 70 Figura 45. Simulación con el control por regulador PI en régimen estacionario. D_boost y boost. V_link_cc, Vref y Vcc_link_filtrada. Vpanel. Pot_panel, Pot_carga y Pot_perdidas. ................................................................................................................. 72 Figura 46. Simulación con el control por regulador PI en régimen transitorio. D_boos. V_link_cc, Vref y Vcc_link_filtrada. Icarga e I_consumo_red. Vpanel. ....................... 72 Figura 47. Simulación con el control por regulador PI en régimen estacionario con sobretensión. D_boost y boost. V_link_cc, Vref y Vcc_link_filtrada. Vpanel. Pot_panel, Pot_carga y Pot_perdidas. ............................................................................................ 73 Figura 48. Datos del panel fotovoltaico en Valladolid. Fuente: PVGIS. ..................... 74 Figura 49. Irradiancia media diaria de Valladolid en enero. Fuente: PVGIS. ............ 76 Figura 50. Amortización del sistema. ........................................................................... 77 88 Índice de tablas Tabla 1. Elementos del ozonificador. ........................................................................... 25 Tabla 2. Algoritmo MPPT de Hill Climbing. ................................................................... 31 Tabla 3. Cálculo del condensador de salida. ............................................................... 64 89