Estudio del diseño de un inversor semipuente para cocinas de inducción

ESTUDIO DEL DISEÑO DE UN INVERSOR SEMIPUENTE PARA COCINAS DE INDUCCIÓN Trabajo Final de Máster Máster Universitario en Ingeniería de Sistemas Automáticos y Electrónica Industrial Alumno: Christian Eduardo Tigse Masaquiza Directores: Manel Lamich Arocas Co-director: Juan Mon Gonzalez Junio 2019 1 RESUMEN En el presente trabajo se realiza el diseño e implementación de un inversor semipuente formado por MOSFET’s de tipo GaN (Nitruro de Galio), para su utilización en aplicaciones de cocinas de inducción, el cual permita trabajar con señales en el orden de los centenares de kHz para el calentamiento de materiales tanto ferromagnéticos como no. Se estudian los principios físicos de la inducción electromagnética y las características de los materiales utilizados para estos fines. Como primer paso se realiza la simulación del inversor resonante con ayuda de la herramienta LTspice, con el objetivo de caracterizar el comportamiento del prototipo del inversor real con el que se trabajará, incluyendo el modelo de los MOSFET’s de GaN. A continuación, se procede a diseñar la placa de circuito impreso (PCB) para la implementación y montaje del inversor. Finalmente se realizan varios ensayos experimentales con la finalidad de establecer puntos de operación idóneos para dos tipos de materiales (Hierro y Aluminio) mediante la aplicación y variación de la frecuencia. Las simulaciones de las etapas de potencia fueron validadas mediante los resultados prácticos alcanzados, demostrando el correcto funcionamiento de todas las etapas de potencia y control. 2 AGRADECIMIENTOS A Dios, por permitirme llegar a este momento tan especial en mi vida. A mi familia por todo el amor y apoyo que me han sabido dar durante toda mi vida. A los Directores por todo el conocimiento que me han brindado además de su involucración y dedicación demostrada durante todo mi trabajo. 3 INDICE DE FIGURAS Figura 1. Inducción de corriente en un material conductor de electricidad [8]. .......................... 10 Figura 2. Curva de histéresis [11] ............................................................................................... 13 Figura 3. Principio de la cocina de inducción [14]. ..................................................................... 14 Figura 4. Bobina de cobre plana que tiene forma de espiral [14]. ............................................... 14 Figura 5 Esquema de la cocina eléctrica de inducción compuesta por una etapa generadora de alta frecuencia [15] ...................................................................................................................... 16 Figura 6. Clasificación de los convertidores CD/AC. ................................................................. 18 Figura 7. Esquema del inversor de un VSI monofásico [21]. ..................................................... 20 Figura 8. Inversor con fuente de corriente monofásico con tiristor [21]. .................................... 20 Figura 9. Curva de resonancia [28]. ............................................................................................ 21 Figura 10. Circuito resonante en serie [28] ................................................................................. 22 Figura 11. Red Resonante en paralelo ideal [28] ........................................................................ 23 Figura 12. Red L-C en paralelo práctico [28] ............................................................................. 24 Figura 13. Circuito básico de un inversor cuasi-resonante PWM-ZVS ...................................... 25 Figura 14. Etapa ZCS [29] .......................................................................................................... 25 Figura 15. Diagrama de bloque aplicado a la cocina de inducción. ............................................ 26 Figura 16. Convertidor resonante semi puente [5] ...................................................................... 26 Figura 17. Conmutación ZVS ..................................................................................................... 27 Figura 18. Conmutación del conversor semipuente [5] .............................................................. 28 Figura 19. Diodo superior conduciendo lado izquierdo, forma de onda lado derecho [5] .......... 28 Figura 20. Transistor superior conduciendo lado izquierdo, forma de onda lado derecho [6] .... 29 Figura 21. Diodo inferior conduciendo lado izquierdo, forma de onda lado derecho [5] ........... 29 Figura 22. Transistor inferior conduciendo lado izquierdo, forma de onda lado derecho [5] ..... 30 Figura 23. Circuito equivalente del medio puente resonante para la cocina de inducción [28]. . 31 Figura 24. Circuito equivalente resonante en serie [28]. ............................................................. 31 Figura 25. Potencia salida vs Frecuencia de conmutación para carga máxima y mínima [28]. .. 32 Figura 26. Formas de onda de medio puente resonante [28]. ...................................................... 33 Figura 27. Formas de onda de medio puente resonante para una frecuencia de conmutación mayor a la frecuencia de resonancia [28]. ................................................................................... 34 Figura 28. Formas de onda de medio puente resonante para zona alta MOSFET T1 cuando la Frecuencia de conmutación es mayor a la Frecuencia de resonancia [28]. ................................. 34 Figura 29. Módulo de impedancia y fase del circuito equivalente resonante (medio puente). ... 35 Figura 30. Formas de onda del inversor cuasi-resonante [28]..................................................... 37 Figura 31. Inversor de puente completo resonante serie [29]. .................................................... 37 Figura 32. Cuando opera en Modo 1 [29]. .................................................................................. 38 Figura 33. Cuando opera en Modo 2 [29]. .................................................................................. 39 Figura 34. Cuando opera en Modo 3 [29]. .................................................................................. 39 Figura 35. Cuando opera en Modo 4 [29]. .................................................................................. 39 Figura 36. Diseño inversor resonante. ......................................................................................... 40 Figura 37. Conmutación de los GaN. .......................................................................................... 42 Figura 38. Conmutación de los GaN. .......................................................................................... 42 Figura 39. Diseño inversor resonante. ......................................................................................... 43 Figura 40. Resultados de la simulación. ...................................................................................... 44 Figura 41. Frecuencia vs Potencia. .............................................................................................. 45 Figura 42. Potencia de salida vs Frecuencia................................................................................ 45 Figura 43. Diseño del inversor resonante. ................................................................................... 46 4 Figura 44 Resultados de la simulación. ....................................................................................... 47 Figura 45. Frecuencia vs Potencia ............................................................................................... 48 Figura 46. Potencia salida vs Eficiencia. ..................................................................................... 48 Figura 47. Diagrama esquemático inversor resonante ................................................................ 49 Figura 48. Transistor GaN ........................................................................................................... 50 Figura 49. Regulador de voltaje TLV70133DBVT..................................................................... 51 Figura 50. Traco TMR 9 2419 .................................................................................................... 51 Figura 51. Driver SI8271AB-IS. ................................................................................................. 52 Figura 52. Esquema del inversor resonante................................................................................. 53 Figura 53. Fuente de alimentación de accionamiento de puerta. ................................................ 54 Figura 54. Capacitores Vbus ....................................................................................................... 54 Figura 55. Esquema del inversor resonante................................................................................. 55 Figura 56. Circuito controlador de puerta. .................................................................................. 56 Figura 57. Regulación de voltaje. ................................................................................................ 56 Figura 58. Carga y capacitores de resonancia. ............................................................................ 57 Figura 59. Estructura de la placa driver (vista frontal) ................................................................ 58 Figura 60. Estructura de la placa driver (vista trasera) ................................................................ 58 Figura 61. Dispositivos de conexiones de la placa driver ........................................................... 59 Figura 62. Placa de evaluación configurada para medio puente. ................................................ 60 Figura 63. Diagrama esquemático del inversor resonante. ......................................................... 60 Figura 64. Circuito inversor resonante. ....................................................................................... 61 Figura 65. Conmutación del transistor ........................................................................................ 62 Figura 66. Conmutación del transistor y Dead time. ................................................................... 62 Figura 67. Transistor inferior en OFF ......................................................................................... 63 Figura 68. Transistor superior en ON .......................................................................................... 63 Figura 69. Respuesta del sistema (VDS2, tensión y corriente de la carga) ................................. 64 Figura 70. Respuesta del sistema (Potencia y corriente de entrada). .......................................... 65 Figura 71. Respuesta del sistema (Potencia de salida y tensión de carga). ................................. 65 Figura 72. Respuesta del sistema (VDS1, tensiones y corrientes de carga). ............................... 66 Figura 73. Respuesta del sistema (VDS1, tensiones y corrientes de carga). ............................... 67 Figura 74. Respuesta del sistema (Potencia de salida y tensión de carga). ................................. 67 Figura 75. Respuesta del sistema (Voltaje, corriente y potencia de entrada). ............................. 68 Figura 76. Respuesta del sistema (Potencia de salida y tensión de carga). ................................. 68 Figura 77. Respuesta del sistema (Voltaje, corriente y potencia de entrada). ............................. 69 Figura 78. Respuesta del sistema (Aluminio con frecuencia de 115 KHz) ................................. 70 Figura 79. Respuesta del sistema (tensiones y corrientes de salida). .......................................... 70 Figura 80. Respuesta del sistema (tensión del Bus y corriente de entrada). ............................... 71 Figura 81. Respuesta del sistema (tensión y corriente de salida). ............................................... 71 Figura 82. Respuesta del sistema (tensión del Bus y corriente de entrada). ............................... 72 5 INDICE DE TABLAS Tabla 1. Ventajas e inconvenientes del medio puente [25] ............................................ 30 Tabla 2. Parámetros de simulación. ................................................................................ 40 Tabla 3. Parámetros de simulación Hierro. .................................................................... 41 Tabla 4. Parámetros de simulación Aluminio. ............................................................... 42 Tabla 5. Parámetros de simulación Hierro. .................................................................... 44 Tabla 6. Parámetros de simulación Aluminio. ............................................................... 47 Tabla 7. Características del Transistor GaN (GS66508T) .............................................. 50 Tabla 8. Características del Regulador de voltaje TLV70133DBVT ............................. 51 Tabla 9. Características del Traco TRM 9_2419 ............................................................ 52 Tabla 10. Características Driver SI8271AB-IS .............................................................. 52 Tabla 11. Especificaciones del inversor (Hierro) ........................................................... 64 Tabla 12. Especificaciones del inversor (Aluminio) ...................................................... 66 Tabla 13. Especificaciones del inversor (Aluminio) ...................................................... 69 6 LISTADO DE ACRÓNIMOS Y TÉRMINOS GaN Símbolo del elemento compuesto semiconductor denominado Nitruro de Galio. MOSFET Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor (Transistor de Efecto de Campo de Metal-Óxido-Semiconductor), es un dispositivo semiconductor utilizado para la conmutación y amplificación de señales. Req Resistencia equivalente del sistema de inducción. Leq Inductancia equivalente del sistema de inducción. Cres Condensador de resonancia. fres Frecuencia resonante del sistema de inducción. fs Frecuencia de conmutación. D Duty cycle (ciclo de trabajo) ZVS Conmutación a cero tensiones. ZCS Conmutación de corriente cero 7 Contenido 1 INTRODUCCIÓN ......................................................................................................... 8 1.1 Justificación ............................................................................................................ 8 1.2 Objetivos ................................................................................................................. 9 2 ESTADO DEL ARTE ................................................................................................. 10 2.1 Principio del calentamiento por inducción. .......................................................... 10 2.2 Materiales ferromagnéticos ................................................................................... 12 2.3 Cocinas de inducción. ........................................................................................... 14 2.4 Ventajas del calentamiento por inducción. ........................................................... 16 2.5 Desventajas del calentamiento por inducción ....................................................... 17 2.6 Convertidores DC-AC. ......................................................................................... 18 Clasificación de los inversores DC/AC ................................................................... 18 2.6.1 Conmutación forzada HS ............................................................................... 19 a) Inversor VSI (Inversores de fuente de voltaje) ............................................ 19 b) Inversor CSI (Inversores de fuente de corriente) ......................................... 20 2.6.2 Conmutación suave SS ................................................................................... 20 a) Circuitos resonantes ......................................................................................... 21 b) Circuitos Cuasi-Resonantes ............................................................................. 24 3. CONVERTIDOR RESONANTE ............................................................................... 26 3.1 Semi-puente resonante en serie ............................................................................. 30 3.2 Cuasi-Resonantes .................................................................................................. 35 3.3 Puente completo .................................................................................................... 37 4. SIMULACIÓN DEL INVERSOR RESONANTE .................................................... 40 4.1 Ensayo en LTspice. ............................................................................................... 43 5. DISEÑO DEL INVERSOR RESONANTE ............................................................... 49 5.1 Estructura del inversor resonante .......................................................................... 49 5.1.1 Circuito driver ................................................................................................ 49 6. MEDIDAS EXPERIMENTALES .............................................................................. 60 7. CONCLUSIONES Y TRABAJOS FUTUROS ......................................................... 73 8. BIBLIOGRAFÍA ........................................................................................................ 75 9. ANEXOS .................................................................................................................... 77 8 1 INTRODUCCIÓN 1.1 Justificación La forma de cocer los alimentos ha ido evolucionando con el pasar del tiempo, pues al comienzo, estos se cocinaban empleando madera, luego se desarrolló con el uso del carbón y posteriormente se introdujo la utilización del gas, lo cual representó una gran mejora debido a la facilidad de limpieza de los electrodomésticos, evadiendo también la generación de humo. Luego con la aparición de las cocinas vitrocerámicas resistivas añadieron un plus de limpieza y más aún se redujeron los riesgos que se derivan con el uso del gas. Con la aparición de modernos dispositivos electrónicos de potencia se ha hecho posible el abaratamiento de los sistemas de calentamiento por inducción y en consecuencia la introducción en el mercado de los electrodomésticos como las estufas, hornos, cocinas de inducción, que proporcionan grandes ventajas, tales como los tiempos de cocción, temperatura ajustable, ahorro energético, entre otros en relación a otras tecnologías de cocción [1]. Además la cocción por inducción es un área que va evolucionando constantemente, y prueba de ello es la aplicación de nuevas tecnologías a este campo para el mejoramiento de la eficiencia energética, así como la comodidad y seguridad de los usuarios [2], además entre las principales ventajas que este sistema presenta es su alta eficiencia en comparación con los demás, ya que con el método de calentamiento que se considera tradicional por basarse en energía eléctrica tiene un 65%, el calentamiento por gas un 55%, mientras que con el calentamiento por inducción se obtiene un 90% de eficiencia [3] [4]. A pesar de las ventajas que el sistema presenta, su presencia en el mercado no muy es significativa, debido a que su adquisición significa elevados costos iniciales, motivo por lo cual se hace necesario realizar investigaciones acerca del tema, para poder diseñar un convertidor que cumpla con las especificaciones que requiere el equipo en el que va a operar, siendo lo más eficiente posible y de esa forma reducir los costos, beneficiar a los usuarios que requieran utilizar esta tecnología [4]. De acuerdo a ello, la investigación se justifica debido al creciente interés por el estudio de los sistemas de inducción magnética y su constante mejora, razón por la cual se 15 magnético que produce dicha bobina será aproximadamente el mismo en toda la región [14], el cual puede ser expresado por la siguiente fórmula: 𝐵(𝑃)=∑ 𝜇0𝐼(𝑎𝑖)2 2𝑁2[ℎ2+(𝑎𝑖 𝑁)2]3/2𝜇𝑧 𝑁 𝑖=1 (7) Dónde a= es el radio de la bobina plana de cobre h= representa la altura por encima de la bobina N= representa el número de espiras que tiene la precipitada bobina i= es el elemento espiral circular perfecta que va desde 1 hasta N Además es importante señalar que si no se encuentra presente algún conductor eléctrico, este campo magnético no provoca ninguna interacción, motivo por el cual las ollas, cacerolas, sartenes o cualquier otro recipiente que se utiliza en la placa de inducción debes estar construidos de materiales metálicos con excelente conductividad eléctrica, asegurando de esta forma que la resistencia eléctrica del recipiente sea casi nula, facilitando la circulación interna de las corrientes inducidas [14]. Esquema de una cocina de inducción La cocina de inducción eléctrica se encuentra compuesta por tres subsistemas que son: una fuente generadora de alta frecuencia, el sistema de cocción y el sistema de control. El funcionamiento de la cocina de inducción inicia en la fuente que alimenta la parte de potencia, entre los cuales se encuentran los circuitos de rectificación e inversión, esto para generar tensión y corrientes de alta frecuencia que van a circular por una bobina de trabajo. La corriente eléctrica que recorre la bobina genera un campo electromagnético intenso, que al atravesar el material ferromagnético de la base del menaje origina en éste elevada energía que se transforma en calor. El sistema de control realiza las operaciones de control pertinentes al estado de los sensores y la interfaz con el usuario [15]. 16 Figura 5 Esquema de la cocina eléctrica de inducción compuesta por una etapa generadora de alta frecuencia [15] Entre las ventajas que presentan las cocinas de inducción son: • Las superficies de trabajo se encuentran permanentemente a temperatura ambiente. • Tienen un alto rendimiento en cuanto a la eficiencia energética • No es necesario esperar para su enfriamiento, motivo por el cual existe la facilidad en la limpieza. • Presenta menores riesgos para el usuario. Debido a que la piel no es conductora de electricidad, no es susceptible a la acción de los campos magnéticos que genera la vitrocerámica, por tal motivo es muy poco probable que se produzcan quemaduras, salvo el caso de que sean por factores indirectos como el uso de anillos, pulseras, entre otros materiales ferromagnéticos [16]. 2.4 Ventajas del calentamiento por inducción. El calentamiento por inducción es utilizado en la cocina de inducción doméstica y comercial y aplicaciones numerosas como la fusión de materiales, tratamiento térmico en la metalurgia, en la industria de semiconductores, precalentamiento para soldadura, soldadura con estaño, secado, entre otros procesos con temperaturas que van desde 100ºC hasta los 3000ºC [17]. Entre los beneficios del calentamiento por inducción se mencionan los siguientes: • Ahorro de energía: La energía se conduce exclusivamente al material, sin dispersión en el medio ambiente. 17 • Alta velocidad: el calentamiento es inmediato y óptimo a comparación de otras tecnologías. • Precisión de temperatura: el manejo se lo realiza por medio de un microprocesador digital. • Precisión en la zona de calentamiento: esto debido a que se diseñó el inductor en base a modelos matemáticos. • Proceso de Calidad: la interfaz humano-máquina garantiza la repetibilidad del proceso. • No se utiliza fuego y no hay combustión: Esto otorga seguridad y protección, debido a que el proceso de calentamiento no genera flamas, lo que reduce el riesgo de quemaduras. • Es amigable con el medio ambiente: no genera gas que se quema ni se emite ningún tipo de gas [18]. 2.5 Desventajas del calentamiento por inducción Las desventajas que presenta el calentamiento por inducción son las que se enuncian a continuación [19]: • Pérdida por oxidación del material • Altas temperaturas de la bobina de inducción y de equipos • Trabaja con elevadas potencias • La cocina de inducción únicamente funciona con recipientes metálicos con fondo ferromagnético plano, que son de uso exclusivo para este tipo de cocina. • Altos costos de instalación y de energía. 18 • Debido al ruido que generan los campos electromagnéticos dan lugar a pequeñas interferencias a equipos domésticos como televisores, radios o cualquier otro dispositivo inalámbrico. • Requiere de una alimentación energética para la realización del proceso, lo que representa un problema en lugares donde no existe disponibilidad de la red eléctrica. 2.6 Convertidores DC-AC. Los convertidores DC-AC son también conocidos como inversores, los cuales tienen la función de cambiar un voltaje de entrada DC a un voltaje simétrico de salida AC, con la magnitud y frecuencia que se desea. Los inversores son dispositivos que se utilizan en el accionamiento eléctrico de motores, además en cargas trifásicas en el área industrial [22] [23]. Clasificación de los inversores DC/AC Existen diversas maneras de clasificar a los inversores ya sea por su topología o por su conmutación, en la figura 6 se muestran clasificados según su tipo de conmutación. CONVERTIDORES DC/AC CONMUTACIÓN FORZADA (HS) CONMUTACIÓN SUAVE (SS) Inversor VSI (Inversores de fuente de voltaje) Inversor CSI (Inversores de fuente de corriente) CIRCUITO RESONANTE CIRCUITO CUASIRESONANTE SERIE PARALELO Etapa ZVS (Conmutación de voltaje cero) Etapa ZVS (Conmutación de corriente cero) Figura 6. Clasificación de los convertidores CD/AC. 19 2.6.1 Conmutación forzada HS La conmutación forzada se presenta cuando existen voltajes y corrientes altas en los terminales de conmutación del interruptor de potencia. Las pérdidas de potencia aumentan de manera lineal con la frecuencia de conmutación y con el tiempo de encendido y tiempo de apagado, debido a la conmutación en los interruptores. Las pérdidas de potencia que se originan debido a la conmutación generan problemas como: disminución de la eficiencia, incremento de stress o esfuerzo eléctrico de los dispositivos electrónicos, manejo térmico de las pérdidas y las interferencias electromagnéticas resultantes ante la rápida transición de los voltajes y corrientes del inversor. Estos problemas se agravan cuando se presentan las capacitancias e inductancias parásitas producto de la distribución del circuito inversor y sus componentes [4]. En los inversores de conmutación forzada, los transistores que se encuentran conformándolos deben operar en un modo conmutado donde se requiera que conduzcan o interrumpan toda la corriente en el transcurso de la conmutación. Los dos tipos de inversores son los que se conceptualizan a continuación: a) Inversor VSI (Inversores de fuente de voltaje) El inversor de fuente de tensión VSI (Voltage Source Inverters) es una tipología donde la potencia se controla por modulación tanto de frecuencia, amplitud y ángulo de fase. Esta tipología es la que se utiliza generalmente en la mayoría de aplicaciones. En la figura 7 se puede apreciar el esquema del mismo, en configuración puente completo monofásico al igual que la forma de onda del voltaje que se presenta a la salida asociada para la configuración [21]. 20 Figura 7. Esquema del inversor de un VSI monofásico [21]. b) Inversor CSI (Inversores de fuente de corriente) El inversor de fuente de corriente CSI (Current Source Inventers), es una topología que se distingue por trabajar en la frecuencia de resonancia, además la potencia se controla por la modulación de amplitud. El diagrama eléctrico de un inversor de fuente de corriente monofásico de puente completo y la forma de onda de la corriente de salida es la que se puede observar a continuación: Figura 8. Inversor con fuente de corriente monofásico con tiristor [21]. 2.6.2 Conmutación suave SS De acuerdo a lo descrito anteriormente los interruptores que conforman los inversores en conmutación forzada operan al conducir o interrumpir toda la corriente de la carga. En este proceso los interruptores soportan grandes esfuerzos y grandes pérdidas de potencia de conmutación que incrementa linealmente con la frecuencia de operación. Otra de las desventajas que presenta el modo de conmutación forzada es la interferencia electromagnética producida (EMI), por motivo de la existencia de grandes di/dt y dv/dt que se originan por dicho modo de operación [21]. 21 Las topologías de inversores y habilidades de conmutación que se presentan en conmutaciones a voltaje y/o corriente cero eliminando las pérdidas de conmutación necesitan alguna forma de resonancia LC y pueden clasificarse en sentido amplio de convertidores resonantes o de conmutación suave. “La conmutación suave espera tener la transición de conmutación del interruptor bajo condiciones favorables, es decir con voltaje cero y corriente cero o una solo de estas condiciones” [4] Los circuitos resonantes se encargan de que la señal de salida del inversor este oscilando y se tenga como resultado una señal sinusoidal a la salida, por lo cual se determina que para obtener una señal sinusoidal a la salida se requiere que el inversor se encuentre acompañado por un circuito de resonancia [21]. Dentro de los convertidores de conmutación suave se encuentran los circuitos resonantes y los cuasi resonantes, los mismos que se detallan a continuación: a) Circuitos resonantes Los circuitos resonantes son una combinación de elementos R, L y C que tiene una característica de respuesta en frecuencia similar a la que se muestra en la figura 9. Como se puede observar en la figura, la respuesta tiene un máximo de frecuencia fr, disminuyendo a la derecha y a la izquierda de dicha frecuencia. En definitiva, para un intervalo particular de frecuencias, la frecuencia es cercana o igual al máximo [28]. Figura 9. Curva de resonancia [28]. Existen dos tipos de circuitos resonantes: en serie y en paralelo, los cuales se explican a continuación: 22 Circuito resonante serie Un circuito resonante, ya sea en serie o en paralelo debe estar compuesto por un elemento inductivo y un capacitivo, además siempre estará presente un elemento resistivo, debido a la resistencia interna de la fuente (RS), a la resistencia interna del inductor (R1), y a cualquier resistencia que se agregue para el control de la forma de onda de la curva de respuesta (Rdiseño). La configuración básica del circuito resonante en serie es el que se puede observar en la figura 10, cuya apariencia es el resultado de la combinación de los elementos resistivos en serie en un solo valor total, es decir: [28]. 𝑅=𝑅𝑠+𝑅𝑙+𝑅𝑑 (8) Figura 10. Circuito resonante en serie [28] La impedancia total de esta red a una frecuencia cualquiera es determinada por medio de la siguiente expresión: 𝑍𝑟=𝑅+𝑗𝑋𝐿−𝑗𝑋𝐶=𝑅+𝑗(𝑋𝐿−𝑋𝐶) De esta forma, las condiciones de resonancia que describen al circuito serie ocurrirán cuando: 𝑋𝐿=𝑋𝐶 (9) Quitando la componente reactiva de la ecuación de la impedancia total, la impedancia total resonante será la que se expresa: 𝑍𝑟𝑠=𝑅 (10) La frecuencia de resonancia puede ser determinada en términos de inductancia y la capacitancia teniendo en consideración la ecuación (10): 23 𝑋𝐿=𝑋𝐶 Sustituyendo se obtiene 𝜔𝐿=1 𝜔𝐶 𝑦 𝜔2=1 𝐿𝐶 (11) O sea que 𝜔𝐿=1/𝜔𝐶, o lo que es lo mismo: 2𝜋𝑓𝐿=1/2𝜋𝑓𝐶 Despejando f se obtiene 𝑓0=1 2𝜋√𝐿𝐶 Dónde: 𝑓0= frecuencia de resonancia (en Hertzios) L= Inductancia (en Henrios) C= Capacitancia (en Faradios) Circuito resonante paralelo El circuito resonante en paralelo es la combinación R-L-C con una fuente de corriente aplicado como se puede observar en la figura 11. En el circuito resonante en paralelo, la impedancia se caracteriza por ser relativamente alta en resonancia, por lo que produce un voltaje significativo VC y VL en relación con la expresión de la ley de Ohm (VC=IZT). Para la red que se aprecia en la figura 11, la resonancia ocurre cuando XL=XC y la frecuencia de resonancia será la misma que se obtuvo en la resonancia en serie [28]. Figura 11. Red Resonante en paralelo ideal [28] 24 En la figura 11 se puede observar una red resonante ideal, que únicamente puede ser supuesta para condiciones específicas de redes, sin embargo, en la práctica, la resistencia interna de la bobina debe ser colocada en serie con el inductor, como se aprecia en la figura 12. La Resistencia Rl no debe ser incluida en una combinación simple en serie o en paralelo con la resistencia de la fuente y cualquier resistencia que se agregue para fines de diseño. A pesar de que la Rl, es generalmente pequeña en magnitud, al compararse con otros niveles de resistencia y reactancia de la red presenta un importante impacto sobre la condición de resonancia en paralelo [28]. Figura 12. Red L-C en paralelo práctico [28] b) Circuitos Cuasi-Resonantes En los circuitos inversores cuasi resonantes los interruptores de potencia se reemplazan por interruptores resonantes. El interruptor resonante es un circuito que se encuentra conformado por un interruptor de potencia y dos elementos de resonancia Lr y Cr, los cuales se pueden clasificar en: • Interruptores resonantes de corriente cero • Interruptores resonantes de voltaje cero Estos dos tipos de interruptores se detallan a continuación: Etapa ZVS (Conmutación de voltaje cero) Los interruptores resonantes de voltaje cero son aquellos en los cuales el condensador Cr se encuentra conectado en paralelo con el interruptor para obtener la conmutación por voltaje cero (ZVS), estos pueden operar en modo de media onda o de onda completa. De manera básica, la topología ZVS está enfocada a eliminar la pérdida de conmutación 31 un medio puente estándar, donde la capacidad del bus (los condensadores resonantes) se establece de acuerdo a la bobina para resonar a una determinada frecuencia (frecuencia resonante). La etapa de potencia está compuesta por dos interruptores con diodos antiparalelos, dos condensadores y una bobina [28]. El circuito se puede simplificar para los cálculos, tal como se muestra en la Figura 23. Figura 23. Circuito equivalente del medio puente resonante para la cocina de inducción [28]. Figura 24. Circuito equivalente resonante en serie [28]. La figura 24 muestra el circuito resonante de serie equivalente. El circuito equivalente para el medio puente resonante es equivalente al circuito en serie. La impedancia de este circuito está dada por la siguiente ecuación: 𝑍𝑠𝑒𝑟𝑖𝑒=𝑗𝑤𝐿 + 1 𝑗𝑤𝐶+𝑅 (13) 𝑤= 2𝜋𝑓 (14) Donde 𝑍𝑠𝑒𝑟𝑖𝑒 es la impedancia del circuito desde el punto de vista del generador y 𝑤 es la frecuencia angular. 32 Figura 25. Potencia salida vs Frecuencia de conmutación para carga máxima y mínima [28]. Para este tipo de circuito existe básicamente tres modos de operación: por debajo de la resonancia, por encima de la resonancia y en la frecuencia de resonancia. Estas tres áreas se caracterizan como carga capacitiva cuando 𝑓<𝑓𝑟𝑒𝑠, una carga inductiva cuando 𝑓>𝑓𝑟𝑒𝑠 y una carga resistiva pura cuando 𝑓=𝑓𝑟𝑒𝑠. Dichas condiciones son posibles verlas en la Figura 25 [28] En el diseño de un medio puente resonante para aplicaciones de calentamiento por inducción, es importante diseñar el sistema general para trabajar en el área de carga inductiva y también en el rango de la frecuencia de resonancia. Esto se debe al hecho de que para el área de carga capacitiva hay tres efectos perjudiciales principales que pueden causar daños al dispositivo durante el encendido: Recuperación inversa del diodo antiparalelo del interruptor opuesto; descarga de la capacitancia de salida del transistor y el efecto de capacitancia de Miller. Principio de funcionamiento del medio puente La Figura 26 muestra las formas de onda operativas para una cocina de inducción tal que [28]: • Para el voltaje a una frecuencia de conmutación igual a la frecuencia resonante (forma de onda azul del gráfico superior), • La corriente (forma de onda roja del gráfico superior) en el circuito resonante y • Las señales de la puerta (azul de la gráfica inferior la puerta de forma de onda T1 y la roja uno T2) para los dos interruptores cambia cuando el convertidor 33 opera cerca de la frecuencia de resonancia. Este modo de operación entrega la máxima potencia posible a la carga. A niveles de potencia inferiores al máximo, la frecuencia de conmutación aumenta y la forma de onda ya no es sinusoidal. Este es el caso cuando el quemador no está siendo operado en modo impulso [28]. Figura 26. Formas de onda de medio puente resonante [28]. Gráfico superior: Corriente de carga (rojo) y voltaje en el punto central A (azul). Gráfico inferior: Voltaje de la compuerta para el lado superior MOSFET (azul) y el lado inferior MOSFET (rojo). La Figura 26 muestra la forma de onda operacional para ambos interruptores para una frecuencia de conmutación por encima de la frecuencia de resonancia. Básicamente, el funcionamiento normal se puede dividir en cuatro intervalos: t0− t1, t1 – t2, t2 – t3 y t3 – t4. La figura 27 ilustra la corriente en un interruptor. La secuencia de conducción de los dispositivos semiconductores es D1 – T1 – D2 – T2. Se considera t0-t1 (Figura 26). Antes de t0, la corriente fluye a través de T2 y cuando se desactiva T2, se obliga a D1 a ir en conducción, mientras que la puerta de T1 aún está apagada. Esto es para evitar la conducción cruzada. El tiempo en el que ni la puerta de T1 ni la de T2 están en estado activo se denomina tiempo muerto. En t0, la compuerta de T1 se activa, pero la corriente aún fluye a través de D1 como se muestra en la Figura 26. En t1 la corriente pasa de negativa a positiva y comienza a fluir hacia T1. La corriente de recuperación inversa del diodo fluye a través del MOSFET opuesto sin causar más pérdidas en los dispositivos de medio puente resonantes. En el momento del encendido, las pérdidas en los dispositivos son cero, mientras que al apagar las pérdidas son bastante relevantes 34 debido al cruce entre la corriente alta y la alta tensión. De hecho, en t2, el interruptor T1 se apaga mientras la corriente aún es alta y esto provoca una superposición con el voltaje que causa pérdidas de apagado en el dispositivo. Además, está presente el efecto Miller, lo que provoca un aumento de la carga de la puerta de entrada del transistor y reduce la velocidad de apagado, lo que provoca un aumento de las pérdidas. Los intervalos t2 − t3 y t3 − t4 son los mismos que los anteriores, excepto que T2 y D2 son ahora los dispositivos operativos [28]. Figura 27. Formas de onda de medio puente resonante para una frecuencia de conmutación mayor a la frecuencia de resonancia [28]. Gráfico superior: corriente de carga (rojo) y voltaje en el punto central A (azul). Gráfico inferior: Voltaje de la compuerta para el lado superior MOSFET (azul) y el lado inferior MOSFET (rojo). Figura 28. Formas de onda de medio puente resonante para zona alta MOSFET T1 cuando la Frecuencia de conmutación es mayor a la Frecuencia de resonancia [28]. Gráfico superior: MOSFET1 corriente ID (rojo) y voltaje drenador y surtidor VDS (azul). Gráfico inferior: Voltaje de la compuerta para el lado superior MOSFET (azul). ICarga 35 3.2 Cuasi-Resonantes Estos convertidores son silenciosos y atractivos para los electrodomésticos, debido a que solo requieren un interruptor, generalmente un MOSFET y un solo condensador resonante. Los convertidores cuasi-resonantes pueden considerarse como una buena combinación entre el costo y la eficiencia de conversión de energía. Un inconveniente de esta familia de convertidores es el rango de regulación limitado, que se define comúnmente como la relación entre el nivel máximo de potencia (limitado por el voltaje máximo admitido a través del interruptor) y la potencia mínima configurable (limitado por la pérdida de la condición de conmutación de voltaje cero ZVS o modo de conmutación suave) [28]. Si bien es deseable operar en el modo ZVS, normalmente se permite que las cocinas de calentamiento por inducción funcionen a niveles de potencia en los que el voltaje resonante no llega a cero. En este modo de operación de baja potencia, la unidad puede operar en el nivel de mínima potencia durante 1 segundo y luego apagarse durante 1 segundo. Esto es mucho más corto que la constante de tiempo térmica de la sartén y su contenido, y no tiene ningún efecto negativo en la cocción; sin embargo, ayuda a maximizar la eficiencia de la etapa de potencia, limitando el aumento de temperatura del interruptor MOSFET [28]. Para una condición de carga dada, el nivel máximo de potencia y la tensión de red máxima, la clasificación de voltaje pico del interruptor y del condensador resonante, se puede calcular a partir de la teoría de un convertidor cuasi-resonante y se puede aproximar mediante la ecuación 16. Figura 29. Módulo de impedancia y fase del circuito equivalente resonante (medio puente). 𝑉𝑟𝑒𝑠=√2.𝐸 𝐶 (15) 36 Donde E es la energía almacenada en la parte inductiva de la carga durante la fase TON. Y se la obtiene de la siguiente expresión. 𝐸≅1 2𝐿·𝐼𝑝𝑘 2 (16) Principio de funcionamiento del convertidor cuasi resonante Para la operación del convertidor cuasi-resonante, existen dos fases principales de operación (consulte la Figura 30): una fase de carga donde el sistema se comporta como un sistema de primer orden LR y una fase de resonancia donde el sistema actúa como un sistema de segundo orden LRC. Los convertidores QR funcionan de acuerdo con una secuencia de dos fases en la que, durante la primera fase, la bobina (Lr) se carga manteniendo el interruptor T1 en un estado activado y suministrando energía a la carga debido a la corriente en el inductor. Durante la segunda fase, la energía almacenada en el inductor se transfiere al condensador resonante (Cr) y se disipa parcialmente en la carga, que se representa en la capa inferior de la olla. La energía disipada en la resistencia es la energía real entregada a la carga [28]. En el tiempo 0 en el gráfico de la Figura 30, el diodo D1 está conduciendo y la puerta de T1 está apagada. Esto continúa hasta el tiempo t0. En t0 la corriente pasa de negativa a positiva y comienza a fluir a través de T1. En el convertidor cuasi-resonante, las pérdidas de apagado son relevantes debido a la transición entre la corriente alta y la tensión alta. De hecho, en t1, el interruptor T1 se apaga mientras la corriente sigue siendo alta y esto lleva a una superposición con el voltaje que causa pérdidas de apagado en el dispositivo. También el efecto Miller conduce a un aumento de las pérdidas. Después de apagar el dispositivo, el tanque resonante comienza a oscilar. Esta fase de resonancia se puede dividir en intervalos de voltaje t1 − t2 en el dispositivo positivo y corriente en la bobina positiva y voltaje t2 − t3 en el dispositivo sigue siendo positivo pero la corriente en la bobina es negativa [28]. 37 Figura 30. Formas de onda del inversor cuasi-resonante [28] Gráfico superior: La forma de onda roja es la corriente en la bobina Lr, mientras que la forma de onda púrpura es el voltaje en los dispositivos de potencia (T1 + D1). Gráfico inferior: Tensión de destino MOSFET. 3.3 Puente completo Un inversor de puente completo (Full Bridge Inverter) se usa generalmente para energizar la bobina de inducción para generar una inducción magnética de alta frecuencia entre la bobina y el recipiente de cocción; en consecuencia, se desarrollan corrientes de Foucault de alta frecuencia que resultan en el calentamiento de la superficie inferior del recipiente. La figura 31 muestra que el FBI para aplicaciones de cocción por inducción de baja potencia. El dispositivo semiconductor de potencia de alta frecuencia de conmutación (Power MOSFET) se utiliza en esta aplicación [29]. Figura 31. Inversor de puente completo resonante serie [29]. El circuito de carga consta de una inductancia equivalente, resistencia equivalente y condensador resonante [29]. La tensión de entrada de DC se suministra directamente a un inversor. Luego, (Q1, Q3) y (Q2, Q4) se usan alternativamente para administrar una corriente de alta frecuencia a la bobina de inducción. En particular, cualquiera de los dos interruptores se opera en onda 38 cuadrada con un tiempo muerto adecuado entre los dos impulsos de conmutación. ZVS puede realizarse operando el inversor de medio tiempo en modo inductivo que naturalmente invoca la conducción de los diodos del cuerpo antes de la conmutación del MOSFET. Esto asegura que los MOSFET se operan a una frecuencia un poco más alta que la frecuencia de resonancia, lo que significa que los interruptores están encendidos con ZVS [29]. Modo de operación del inversor de puente completo El inversor de puente completo consta de dos pines, cada una de las cuales consta de dos interruptores y sus diodos anti-paralelos. Los dos interruptores en cada pin se cambian de tal manera que uno de ellos está en su estado APAGADO, mientras que el otro está encendido. Los modos de funcionamiento del circuito del inversor que se muestran en la Fig. 4 se dividen en cuatro modos de funcionamiento correspondientes a cada estado de conmutación de los dispositivos de potencia [29]. Modo 1: En la Figura 32 muestra que los MOSFET Q1 y Q3 se activan con pulsos cuadrados de alta frecuencia. La corriente sigue la dirección indicada en la figura 32 como Q1-C-L-RVs Q3. Durante esta operación Vdc aparecerá en la carga. Al final de este modo, Q1 se apagará. Figura 32. Cuando opera en Modo 1 [29]. Modo 2: En la Figura 33 muestra que el modo comienza cuando se cambia la transición de Q1 al diodo del cuerpo (D2) de Q2. La corriente de carga no cambiará instantáneamente en las aplicaciones de carga inductiva. La dirección de la corriente de carga es C-L-R-Q3-D2. Durante esta operación, aparece una tensión cero en la carga. Este modo termina cuando la corriente en la carga llega a cero [29]. 39 Figura 33. Cuando opera en Modo 2 [29]. Modo 3: En la figura 34 se muestra que el modo comienza de manera similar al Modo 1. En este modo, Q2 y Q4 se activarán. La corriente sigue la dirección indicada en la figura 34 según se modificó y también el voltaje en el circuito de carga se convirtió en –Vdc. La dirección de la corriente de carga es de Q2-R-L-C-Vs-Q4. Durante esta operación, aparece una tensión de -Vdc a través de la carga. Este modo termina con apagado de Q2 [29]. Figura 34. Cuando opera en Modo 3 [29]. Modo 4: En la figura 35 se puede observar que este modo de operación comienza cuando se cambia la transición de Q4 al diodo del cuerpo (D2) de Q3. La corriente de carga no cambiará instantáneamente en las aplicaciones de carga inductiva. La dirección de la corriente de carga es de D3-R-L-CQ2. Durante esta operación, aparece una tensión cero en la carga. Este modo termina cuando la corriente en la carga llega a cero [29]. Figura 35. Cuando opera en Modo 4 [29]. 40 4. SIMULACIÓN DEL INVERSOR RESONANTE La figura 36, muestra el diseño del inversor resonante realizado en la herramienta LTspice. Este diseño indica cada una de las etapas de las que está compuesto. Figura 36. Diseño inversor resonante. Los parámetros que variarán para cada una de las simulaciones son los que se muestra en la siguiente tabla: Tabla 2. Parámetros de simulación. .paramVBUS 170; DC bus voltage Parámetros de prueba de conmutación .paramISW 4; Switching Current .paramRGON 10; Turn-on Gate Resistor .paramRGOFF 2; Turn-off Gate Resistor .paramVDRV_P 6; Turn-on gate voltage .paramVDRV_N 3; Turn-off negative gate voltage .paramDT 5n; dead time .paramT_ON T_P*0.5; Turn-on period .paramT_P 20u; total period .paramL_GATE 0; gate inductance Inductancias parasitarias .paramLS_EX 0; external source inductance .paramL_DS 0; power loop inductance Circuito controlador de puerta HS / LS Carga Parámetros de simulación. Condensadores de resonancia VGS1 VGS2 VDS1 VDS2 47 Figura 44 Resultados de la simulación. Al evaluar el diseño con los diferentes valores de frecuencia, tal como se muestra en la tabla 6 se obtiene el valor de la potencia máxima. Tabla 6. Parámetros de simulación Aluminio. Periodo (us) Frecuencia (KHz) Potencia Entrada (W) Potencia Salida (W) Eficiencia (%) L Alu (uH) R Alu (Ω) 11,11 90,00 147,130 110,22 74,913 52 2.3 10,00 100,00 837,220 738,06 88,156 9,09 110,00 957,530 858,85 89,694 8,70 115,00 388,810 347,95 89,491 8,33 120,00 196,610 159,66 81,206 7,69 130,00 80,929 47,936 59,232 7,14 140,00 44,816 12,984 28,972 Según se observa en la tabla 6 para una frecuencia de 110 KHz se obtiene el valor de máxima potencia. La figura 45 muestra este resultado de forma gráfica. Por lo tanto, con estos valores de potencia tanto de entrada como de salida para una frecuencia de 110 KHz se obtiene una eficiencia del 89.7 % Potencia entrada Potencia salida Intensidad bobina Tensión en la carga Potencia de entrada Potencia de salida Corriente en inductor Tensión en la carga 48 Figura 45. Frecuencia vs Potencia Como se puede observar en la figura anterior para una frecuencia de 110 KHz se obtiene una potencia máxima de 858.85 W. Eficiencia para diferentes potencias de salida. Las simulaciones realizadas muestran la mejora de la eficiencia que se puede lograr al variar los valores de frecuencia. Además, se muestra que la mejora de la eficiencia es mayor en el rango de potencia alto y que las reducciones de la pérdida de potencia son mínimas. Tal y como se muestra en la figura 46. Figura 46. Potencia salida vs Eficiencia. 90,00; 110,22 100,00; 738,06 110,00; 858,85 115,00; 347,95 120,00; 159,66 130,00; 47,936 140,00; 12,984 -400 -200 0 200 400 600 800 1000 85,00 95,00 105,00 115,00 125,00 135,00 145,00 155,00 165,00 175,00 185,00 POTENCIA FRECUENCIA 858,85; 89,694 347,95; 89,491 159,66; 81,206 47,936; 59,232 0,000 10,000 20,000 30,000 40,000 50,000 60,000 70,000 80,000 90,000 100,000 0100 200 300 400 500 600 700 800 900 1000 EFICIENCIA POTENCIASALIDA 49 5. DISEÑO DEL INVERSOR RESONANTE El presente proyecto tiene como finalidad diseñar un inversor medio puente que permita trabajar con señales en el orden de los centenares de kHz para el accionamiento de un MOSFET GaN (Nitruro de Galio) que se utiliza en aplicaciones de calentamiento por inducción electromagnética. Durante el diseño e implementación se deben tener en cuenta el tipo de material que se utilizara para realizar las pruebas experimentales, así como las frecuencias utilizadas para cada uno de ellos. Para el diseño del inversor resonante se utiliza el software KiCad 5.0, el cual sirve para la automatización del diseño electrónico y es de código abierto. Este programa ofrece un entorno integrado para la captura esquemática y de diseño de PCB. Una de sus principales ventajas es que posee diferentes herramientas dentro del software para la creación de una lista de materiales, ilustraciones, archivos Gerber y vistas 3D de la PCB y sus componentes. 5.1 Estructura del inversor resonante 5.1.1 Circuito driver A continuación, en la figura 47 se muestra el diagrama esquemático que representa la estructura del inversor resonante, y posteriormente realiza una revisión general de la funcionalidad de los componentes que lo conforman. CONECTOR BNC DRIVER SI8271AB-IS (Accionamiento de los interruptores de potencia) ACTIVACIÓN COMPUERTA DEL INTERRUPTOR TRACO Power Convertidores CC/CC aislados 18-36Vin 9Vout 1A 9W SIP Iso DC/DC Regulador de voltaje (TLV70133DBVT): ALIMENTACIÓN 12V VCC 6V VEEL - 3V 3.3 V CAPACITORES DE RESONANCIA CAPACITORES Vbus Señal de control (Vc) Generador de funciones Figura 47. Diagrama esquemático inversor resonante 50 El diseño de la placa driver se lo realizó mediante la herramienta KiCad 5.0 anteriormente mencionado, partiendo desde su diagrama esquemático, diseño de componentes y librerías, así como el diseño de la PCB. Para diseño de la placa driver se utiliza los componentes que se detalla a continuación: Componentes principales Transistor GaN (GS66508T): es un transistor de potencia de nitruro de galio GaN sobre silicio en modo de mejora. Las propiedades de GaN permiten alta corriente, alto voltaje y alta frecuencia de conmutación. El empaque GaN PX permite una baja inductancia y baja resistencia térmica en un paquete pequeño. El GS66508T es un transistor refrigerado por la parte superior que ofrece una resistencia térmica muy baja de la unión a la caja para aplicaciones exigentes de alta potencia. Estas características se combinan para proporcionar una conmutación de potencia de muy alta eficiencia. Figura 48. Transistor GaN Entre las características que presenta el transistor Transistor GaN (GS66508T) se presentan las siguientes: Tabla 7. Características del Transistor GaN (GS66508T) Parámetros Valores Voltaje de drenaje a la fuente 650V Voltaje de puerta a fuente (VGS) -10 a +7V RDS(ON) 50ῼ IDS(max) 30 A Corriente de drenaje del pulso (ancho de pulso 100 µs) IDS Puls 72 A Frecuencia de conmutación muy alta >100 MHz Regulador de voltaje (TLV70133DBVT): es un regulador lineal de baja caída y baja inactividad de 3.3V de salida fija, diseñado para aplicaciones extremadamente sensibles 51 a la energía. El dispositivo funciona con una amplia tensión de entrada de operación de 2.5 a 24V. Figura 49. Regulador de voltaje TLV70133DBVT Las características del Regulador de voltaje TLV70133DBVT son las que se enuncian en la siguiente tabla: Tabla 8. Características del Regulador de voltaje TLV70133DBVT Parámetros Valores Voltaje de salida 3.3V Corriente de salida 50 Ma Voltaje de entrada máx 24V Voltaje de entrada min 2.5V Temperatura de trabajo mínima -40C Temperatura de trabajo máxima +125C Traco TRM 9_2419: Es un convertidor de 9 W DC-DC aislados con salida regulada para montaje de PCB. Las dimensiones compactas del convertidor TRM 9_2419 lo convierte en una de las soluciones más utilizadas para aplicaciones críticas como los equipos de comunicación, instrumentación y electrónica industrial, donde el espacio es reducido. Figura 50. Traco TMR 9 2419 52 Las características del Traco TRM 9_2419 son las siguientes: Tabla 9. Características del Traco TRM 9_2419 Parámetros Valores Potencia de salida 9 W Voltaje de entrada 18-36 V Voltaje de salida canal 1 9 V Corriente de salida Canal 1 1 A Voltaje de aislamiento 1.5kV Temperatura de operación -40º a +60º Driver SI8271AB-IS: la función principal es accionar los interruptores de potencia utilizados en una amplia variedad de aplicaciones de alimentación, en este caso se utiliza como controlador de puerta del transistor GaN (Nitruro de Galio). Figura 51. Driver SI8271AB-IS. Entre las características del Driver SI8271AB-IS se mencionan las siguientes: Tabla 10. Características Driver SI8271AB-IS Parámetros Valores Voltaje de alimentación máxima 5.5V Voltaje de alimentación Min 2.5V Tiempo de subida 10.5 ns Tiempo de caída 13.3 ns Voltaje de salida 4.2 4.2 V a 30V Corriente de salida 10 mA Temperatura -40° a +125° C Diseño del inversor resonante con KiCad 5.0 Para realizar el análisis del inversor resonante, este se divide en varias zonas, las cuales realizan una función específica dentro del inversor. Las figuras 52 y 55 muestra el esquema del inversor resonante con sus respectivas zonas. 53 Figura 52. Esquema del inversor resonante. ZONA 1 ZONA 1 ZONA 2 54 Zona 1, fuente de alimentación de accionamiento de puerta: cuenta con un Traco TRM 9_2419, el cual es un convertidor DC-DC para montaje de PCB, este traco permite una entrada 18-36Vcc y a su salida se obtiene 9Vdc a 1A. En los pines de salida se implementa un pequeño circuito que acondiciona el voltaje para obtener +6V y -6V. Figura 53. Fuente de alimentación de accionamiento de puerta. Zona 2, capacitores Vbus: el arreglo de condensadores se conecta a la barra de bus en paralelo a la salida de la etapa del rectificador. El paralelismo de los capacitores reduce las inductancias parásitas que existen como parte de todos los dispositivos de potencia, las mismas que podrían causar un comportamiento resonante no deseado en el circuito resonante. Figura 54. Capacitores Vbus 55 Figura 55. Esquema del inversor resonante. ZONA 3 ZONA 3 ZONA 4 ZONA 5 56 Zona 3, circuito controlador de puerta: permite accionar los interruptores de potencia en este caso el transistor GaN (Nitruro de Galio), para llevar a cabo este accionamiento utiliza el Driver SI8271AB-IS. La placa de circuito controlador incluye dos controladores de compuerta separados, lo que significa que es capaz de manejar de manera simultánea los transistores superior e inferior del módulo de medio puente. La placa de circuito también tiene resistencias de compuerta externas de encendido y apagado separadas, lo cual facilita el control de la velocidad de conmutación al encenderla y apagarla por separado. Las resistencias de compuerta externa son resistencias de montaje superficial SMD 1206. Figura 56. Circuito controlador de puerta. Zona 4, regulación de voltaje: permite obtener un voltaje de 3.3V a la salida del regulador de voltaje (TLV70133DBVT). Este dispositivo funciona con una amplia tensión de entrada de operación de 2.5 a 24V.La tensión de alimentación en el pin de entrada de este regulador es proporcionada por el convertidor Traco Power a través de su salida de 9Vdc. Además, los condensadores C23 y C24 ayudan a mejorar la respuesta transigente y proporciona estabilidad en la salida del regulador. Para el diseño se eligió condensadores de los valores de 0,1 µF y 1µF para una mayor estabilidad. Figura 57. Regulación de voltaje. Zona 5, carga y capacitores de resonancia: Los condensadores que integran la placa driver están dado en el orden de los 4.7nF, los mismos que otorgan una reserva de energía que alimenta al driver SI8271AB-IS ante transitorios externos, como por ejemplo una bajada o subida de la tensión de alimentación. Los capacitores de 63 A continuación, se presenta dos casos particulares respecto al (transistor en ON y OFF). En los dos casos es la misma señal de control, pero en la primera imagen (figura 67) se observa el apagado del transistor inferior y en la segunda imagen (figura 68) el encendido del transistor superior. Este efecto ocurre cuando la señal de control pasa a nivel alto. Tal y como se observa, primero se apaga el transistor inferior y al cabo de 2,5ns se enciende el transistor superior. Figura 67. Transistor inferior en OFF Además, se puede observar picos positivos y negativos de tensión que se genera debido a la conmutación del transistor. Figura 68. Transistor superior en ON Estas señales de control permiten establecer una conmutación adecuada de los transistores. Pico positivo Pico negativo Pico negativo Pico positivo Apagado del transistor inferior Señal de control (mando) Encendido del transistor superior Señal de control (mando) 64 Ensayo experimental 1 (con Hierro) El objetivo de este ensayo es observar el comportamiento del circuito driver con una frecuencia de resonancia determinada, la cual dependiendo de su valor proporcionara un determinado valor de potencia de consumo. Con los valores de potencia tanto de entrada como de salida es posible obtener la eficiencia del sistema. Las especificaciones que se consideran para realizar las medidas experimentales son las que se muestran a continuación en la tabla 11: Tabla 11. Especificaciones del inversor (Hierro) Parámetros Valores Vbus 170V Fres 34.5 Khz Cres 2 x 44 nF S1, S2 GaN D 50% Dead Time 87 ns A continuación, con los parámetros establecidos en la tabla 11 se procede a identificar el comportamiento de las señales del sistema. En la siguiente imagen se observa la tensión VDS2 (color amarillo), tensión en la carga (color morado) y la corriente en la carga (color rosado). Esta tensión y corriente tienen formas senoidales debido a la topología medio puente. Figura 69. Respuesta del sistema (VDS2, tensión y corriente de la carga) La potencia de entrada se representa en la figura 70, la cual depende de la tensión y la corriente suministrada al circuito driver. VDS2 Tensión en la carga Corriente en la carga 65 Figura 70. Respuesta del sistema (Potencia y corriente de entrada). De igual manera la potencia de salida y la tensión de carga queda representada en la figura 71. Figura 71. Respuesta del sistema (Potencia de salida y tensión de carga). Análisis de resultados: mediante las gráficas anteriores para este primer ensayo, se puede determinar que al trabajar con los parámetros establecidos en la tabla 11 se obtiene una eficiencia del 98.3 %, esto se debe a que se ha establecido una frecuencia de resonancia que se adapte en la zona de trabajo ideal, al comparar estos resultados con los obtenidos en la simulación son muy similares. Potencia de salida. Tensión carga. Potencia entrada Corriente de entrada 66 Ensayo experimental 2 (con Aluminio) Al igual que el caso anterior se realiza el mismo ensayo. Las especificaciones que se consideran para realizar las medidas experimentales son las que se muestran en la siguiente tabla: Tabla 12. Especificaciones del inversor (Aluminio) Parámetros Valores Vbus 170V Fres 110 Khz Cres 2 x 11.5 nF S1, S2 GaN D 50% Dead Time 87 ns Con los parámetros establecidos en la tabla 12 se procede a identificar el comportamiento de las señales del sistema. En las figuras 72 y 73 se observa la tensión VDS1 (color amarillo), tensión en la carga (color violeta) y la corriente en la carga (color morado) para diferentes valores de tensión. Figura 72. Respuesta del sistema (VDS1, tensiones y corrientes de carga). VDS1 Tensión en la carga Corriente en la carga 67 Figura 73. Respuesta del sistema (VDS1, tensiones y corrientes de carga). Al realizar la prueba con los parámetros establecidos en la tabla 12 se obtiene la siguiente figura que corresponde a la potencia de salida y tensión en la carga. Figura 74. Respuesta del sistema (Potencia de salida y tensión de carga). La corriente, voltaje y potencia de entrada suministrada corresponde a la imagen 75 que se muestra a continuación: VDS1 Tensión en la carga Corriente en la carga Potencia de salida. Tensión carga. 68 Figura 75. Respuesta del sistema (Voltaje, corriente y potencia de entrada). Con estos valores de potencia tanto de entrada como de salida se obtiene una eficiencia del 80.5 % para el Aluminio. A continuación, se incrementa el valor de la tensión de entrada, con lo cual aumenta los valores de las potencias tanto de entrada como de salida y se hace la evaluación de la eficiencia. La figura 76 representa la potencia de salida y tensión en la carga. Figura 76. Respuesta del sistema (Potencia de salida y tensión de carga). Voltaje de entrada Corriente de entrada Potencia de entrada Potencia de salida. Tensión carga. 69 La corriente, voltaje y potencia de entrada corresponde a la imagen 77 que se muestra a continuación: Figura 77. Respuesta del sistema (Voltaje, corriente y potencia de entrada). Con estos valores de potencia tanto de entrada como de salida se obtiene una eficiencia del 75.4 %. Análisis de resultados: mediante las gráficas anteriores para este segundo ensayo, se puede determinar que al trabajar con los parámetros establecidos en la tabla 12 y al ir variando los valores de potencia de entrada y de salida se obtiene diferentes valores de eficiencia para el Aluminio (80.5% y 75.4% respectivamente). Ensayo experimental 3 (con Aluminio) Las especificaciones que se consideran para realizar las medidas experimentales son las que se muestran en la tabla 13: Tabla 13. Especificaciones del inversor (Aluminio) Parámetros Valores Vbus 170V Fres 100 Khz Cres 2 x 22 nF S1, S2 GaN D 50% Dead Time 87 ns Voltaje de entrada Corriente de entrada Potencia de entrada 70 Ensayo con frecuencia de 115 KHz. Primeramente, se hace un análisis con una frecuencia de 115 KHz y se determina las formas de onda de las principales señales, así como las potencias tanto de entrada como de salida, y se obtiene su eficiencia. En la figura 78 se puede observar la señal de control (color amarillo), VDS1 (color verde), tensión en la carga (color morado) y corriente en la carga (color violeta). En la figura 79 se puede observar la tensión y corriente de salida con su respectiva potencia. Figura 78. Respuesta del sistema (Aluminio con frecuencia de 115 KHz) Figura 79. Respuesta del sistema (tensiones y corrientes de salida). De igual manera en la figura 80 se puede observar la corriente de entrada y tensión del bus con su respectiva potencia de entrada. Corriente salida Tensión salida Señal de control 1 VDS1 Tensión en la carga Corriente en la carga 71 Figura 80. Respuesta del sistema (tensión del Bus y corriente de entrada). Con estos valores de potencia tanto de entrada como de salida se obtiene una eficiencia del 81% Ensayo con frecuencia de 125 KHz. Seguidamente, se hace el segundo análisis con una frecuencia de 125 KHz se determina las potencias tanto de entrada como de salida y se obtiene su eficiencia. En la figura 81 se puede observar la tensión y corriente de salida con su respectiva potencia. Figura 81. Respuesta del sistema (tensión y corriente de salida). De igual manera en la figura 82 se puede observar la corriente de entrada y tensión del bus con su respectiva potencia de entrada. Corriente entrada Tensión bus Corriente salida Tensión salida 72 Figura 82. Respuesta del sistema (tensión del Bus y corriente de entrada). Con estos valores de potencia tanto de entrada como de salida se obtiene una eficiencia del 77.7%. Análisis de resultados: según las gráficas anteriores que corresponden al ensayo experimental 3, se puede deducir que con una frecuencia de 115 KHz se tiene una mejor eficiencia (81%). Al disminuir el valor de la frecuencia se ha conseguido mejorar la eficiencia con los mismos valores de los parámetros establecidos para el Aluminio. Corriente entrada Tensión bus 79 Vista capa frontal (cuatro capas). Vista capa frontal. 80 Vista capa intermedia uno. Vista capa intermedia dos. 81 Vista capa posterior. Anexo 3. Sistema inductor - carga Cafetera de Hierro Cafetera de Aluminio Bobina de inducción 82 Anexo 4. Lista de componentes. Componente Valor Descripción 2QA1, 2QA2 GS66508T Transistor GaN: GS66508T C8 – C15 C23 0.1uF Capacitor_SMD:C_1825_4564Metric_Pad1.88x6.70mm_HandSold er C1 – C4 C16 – C19 4.7uF Capacitor_SMD:C_1206_3216Metric_Pad1.42x1.75mm_HandSold er C5 – C7 C20 – C22 C24 1uF Capacitor_SMD:C_1206_3216Metric_Pad1.42x1.75mm_HandSold er C25 - C30 4.7nF Capacitor_THT:C_Rect_L24.0mm_W12.8mm_P22.50mm_MKT C31 10uF Capacitor_THT:C_Rect_L41.5mm_W24.0mm_P37.50mm_MKS4 CS1, CS2 200pF Capacitor_SMD:C_1206_3216Metric_Pad1.42x1.75mm_HandSold er D1 600V 1ª Diode_SMD:D_2816_7142Metric_Pad3.20x4.45mm_HandSolder DZ1, DZ2 6.2V Diode_SMD:D_SOD-323_HandSoldering IC1 TLV70133DBV T TLV70133DBVT-Voltage Regulator:SOT95P280X145-5N J1, J2 Conn_Coaxial Connector_Coaxial:SMB_Jack_Vertical J3 - J7 62409-1 62409-1 - TE Connectivity:62409-1_1 J8 GNDPWR 62409-1 - TE Connectivity:62409-1_1 JP1, JP2 Jumper current_shunt:SolderJumper-2_P1.3mm_Open_Pad1.0x1.5mm LED1, LED2 LED-0603 LED_SMD:LED_1206_3216Metric PS1, PS2 TMR_9-1219 TRM_9_2419-Traco:TMR_9WI_SERIES R1 OR Resistor_SMD:R_1206_3216Metric_Pad1.42x1.75mm_HandSolder R4, R12 1K Resistor_SMD:R_1206_3216Metric_Pad1.42x1.75mm_HandSolder R5, R7, R13 R15, RS1, RS2 10R Resistor_SMD:R_1206_3216Metric_Pad1.42x1.75mm_HandSolder R6, R14 49.9 Resistor_SMD:R_1206_3216Metric_Pad1.42x1.75mm_HandSolder R8, R16 2R Resistor_SMD:R_1206_3216Metric_Pad1.42x1.75mm_HandSolder R2 – R3 R9 – R11 R17 3.3K Resistor_SMD:R_1206_3216Metric_Pad1.42x1.75mm_HandSolder R18, R19 3.3 Resistor_SMD:R_1206_3216Metric_Pad1.42x1.75mm_HandSolder TP1 - TP6 TestPoint TestPoint:TestPoint_Loop_D2.60mm_Drill0.9mm_Beaded U1, U2 SI8271AB-IS SI8271AB-IS-Driver:SOIC127P600X175-8N