Diseño de un circuito de ganancia automático (AGC) para un amplificador de transimpedancia orientado a osciladores CMOS-MEMS

TRABAJO DE FINAL DE GRADO Grado en Ingeniería Electrónica Industrial y Automática DISEÑO DE UN CIRCUITO DE CONTROL DE GANANCIA AUTOMÁTICO (AGC) PARA UN AMPLIFICADOR DE TRANSIMPEDANCIA ORIENTADO A OSCILADORES CMOS-MEMS Memoria y Anexos Autor/a: Miquel Cirer Florit Director/a: Raul Benitez Iglesias Ponente: Rafel Perelló Roig Convocatoria: 2024 Diseño de un AGC para un TIA orientado a osciladores CMOS-MEMS i Resumen El trabajo presenta la selección de topología y el posterior diseño de un circuito de control automático de ganancia (AGC) para amplificadores de transimpedancia (TIA) orientados a osciladores CMOSMEMS con el objetivo de mejorar sus prestaciones como elementos sensores. Ajustar la ganancia del amplificador de forma automática y en tiempo real permite al elemento resonador operar en el régimen lineal, mejorando notablemente la estabilidad en frecuencia, vinculada a la resolución última del sistema sensor. El estudio se sustenta en un oscilador CMOS-MEMS fabricados mediante una tecnología CMOS comercial de 0.35-µm de Austria Microsystems que integra un amplificador TIA con control de ganancia sobre el que se pretende actuar. Así, el diseño del circuito se ha realizado utilizando los modelos de la tecnología AMS-035 proporcionados por el fabricante. En primer lugar, se ha realizado un estudio bibliográfico de diferentes topologías de circuitos AGC, así como la selección más óptima en relación a las características del amplificador TIA integrado en los prototipos de osciladores CMOS-MEMS. En segundo lugar, se ha diseñado el circuito elegido, inicialmente a partir de un análisis analítico, para luego profundizar usando modelos específicos de transistores CMOS en el entorno Virtuoso, Cadence. La metodología de trabajo llevada a cabo destaca por la compartimentación del circuito en varias subunidades independientes, junto con la realización de numerosas simulaciones incluyendo el amplificador TIA objeto del control. Por último, se ha realizado un estudio económico y ambiental del trabajo. Los resultados obtenidos demuestran la viabilidad de controlar i ajustar la ganancia del oscilador CMOS-MEMS en tiempo real para obtener una amplitud de oscilación dada. Memoria ii Resum El treball presenta la selecció de topologia i posterior disseny d’un circuit de control automàtic de guany (AGC) per amplificadors de transimpedància (TIA) orientats a oscil·ladors CMOS-MEMS amb l’objectiu de millorar les seves prestacions com elements sensors. Ajustar el guany de l’amplificador de forma automàtica i en temps real permet l’element ressonador operar en règim lineal, millorant notablement l’estabilitat en freqüència, lligada a la resolució última del sistema sensor. L’estudi es recolza en un oscil·lador CMOS-MEMS fabricat mitjançant una tecnologia CMOS comercial de 0.35-µm d’ Austria Microsystems que integra un amplificador TIA amb control de guany sobre el que es pretén actuar. Així, el disseny del circuit s’ha dut a terme utilitzant els models de la tecnologia AMS-035 proporcionats per el fabricant. En primer lloc, s’ha realitzat un estudi bibliogràfic de diferents topologies de circuits AGC, així com la selecció més òptima en relació a les característiques de l’amplificador TIA integrat en els prototips d’oscil·ladors CMOS-MEMS. En segon lloc, s’ha dissenyat el circuit escollit, inicialment a partir d’un anàlisi analític, per llavora aprofundir usant models específics de transistors CMOS en l’entorn Virtuoso, Cadence. La metodologia de treball duta a terme destaca per la compartimentació del circuit en varies sub-unitats independents, juntament amb la realització de nombroses simulacions incloent l’amplificador TIA objecte de control. Per acabar, s’ha realitzat un estudi econòmic i ambiental del treball. Els resultats obtinguts demostren la viabilitat de controlar i ajustar el guany de l’oscil·lador CMOS-MEMS en temps real per obtenir una amplitud d’oscil·lació donada. Diseño de un AGC para un TIA orientado a osciladores CMOS-MEMS iii Abstract The work presents the selection and design of an Automatic Gain Control (AGC) circuit or transimpedance amplifiers (TIA) oriented to CMOS-MEMS oscillators with the scope of improving their performance as sensing elements. Automatically and real-time tuning the amplifier gain allows the resonator element to operate in the linear regime, notably upgrading the frequency stability, which is related to the sensor system resolution. The study relies on a CMOS-MEMS oscillator fabricated with a 0.35-µm commercial CMOS technology from Austria Microsystems that integrates a TIA amplifier with gain control over which to be actuated. Thus, the circuit design has been carried out using AMS-035 technology transistor models provided by the foundry. First, a through literature review has been conducted over different AGC circuit topologies, as well as the choice of the optimal regarding the characteristics of the TIA amplifier integrated within the CMOSMEMS oscillator prototype. Second, the design of the chosen circuit is shown, initially from analytical analysis, to later go into deeper detail using CMOS specific transistor models within the Virtuoso, Cadence environment. The methodology developed excels for dividing the circuit into various independent sub-units, together with the completion of numerous simulations including the TIA amplifier to be controlled. Last, economic and environmental studies have been directed. The obtained results demonstrate the control and gain control viability over a CMOS-MEMS oscillator in real-time to obtain a given oscillation amplitude. Memoria iv Diseño de un AGC para un TIA orientado a osciladores CMOS-MEMS v Agradecimientos Agradecer al tutor del trabajo Rafel Perelló por su guía y ayuda, y a mi familia y compañeros de curso que me han apoyado durante el transcurso del trabajo. Memoria vi Diseño de un AGC para un TIA orientado a osciladores CMOS-MEMS vii Glosario TIA Amplificador de transimpedancia AGC Circuito de control automático de ganancia CMOS Semiconductor complementario de óxido metálico MEMS Micro Electro Mechanical Systems Memoria xiv Dimensionado..................................................................................................................... 40 3.2. Comparador ........................................................................................................... 41 Comparador sin histéresis .................................................................................................. 42 Comparador con histéresis ................................................................................................ 43 Propuesta final del comparador con histéresis ................................................................. 47 Dimensionado..................................................................................................................... 48 CAPÍTULO 4: SIMULACIÓN ____________________________________________ 49 4.1. Corrientes de polarización ..................................................................................... 49 4.2. Simulación v1 ......................................................................................................... 51 Simulación AGC independiente.......................................................................................... 51 Simulación TIA-AGC ............................................................................................................ 55 4.3. Simulación v2 ......................................................................................................... 61 Simulación AGC independiente.......................................................................................... 61 Simulación TIA-AGC ............................................................................................................ 62 4.4. Simulación v3 ......................................................................................................... 66 Simulación AGC independiente.......................................................................................... 66 Simulación TIA-AGC ............................................................................................................ 69 4.5. Simulación v4 ......................................................................................................... 72 Simualción AGC independiente.......................................................................................... 72 Simulación TIA-AGC ............................................................................................................ 74 ANÁLISIS DEL IMPACTO AMBIENTAL ____________________________________ 78 CONCLUSIONES _____________________________________________________ 79 PROPUESTAS DE MEJORA _____________________________________________ 81 PRESUPUESTO Y/O ANÁLISIS ECONÓMICO _______________________________ 82 BIBLIOGRAFÍA ______________________________________________________ 83 Diseño de un AGC para un TIA orientado a osciladores CMOS-MEMS 15 Prefacio Desde la Universidad de las Islas Baleares se han realizado múltiples trabajos centrados en la tecnología CMOS-MEMS, enfocados a modo de sensores. Con la finalidad de mejorar y ampliar el trabajo previamente realizado se ha abierto esta línea de trabajo acerca de los AGC. Dentro del grado de Ingeniería Electrónica Industrial y Automática, la rama que más me ha llamado la atención es la electrónica, concretamente la electrónica analógica. Con la mentalidad de elegir un tema relacionado con este ámbito para el trabajo de fin de grado, se me presentó la posibilidad de realizarlo sobre la microelectrónica, una materia de la que no había estudiado mucho y podría ser interesante aprender y desarrollar mis conocimientos hacia este campo. Otra de las motivaciones era la de mejorar mis habilidades con programas CAD, en este caso Virtuoso de Cadence, ampliamente utilizados en sectores de trabajo. Memoria 16 Capítulo 1: Motivación del proyecto Este capítulo aborda el proyecto marco en el que se ha desarrollado el programa, así como su contribución particular al mismo. Se destaca también el interés científico de la propuesta. 1.1. Introducción La tecnología MEMS (Sistemas Microelectromecánicos) es una tecnología que combina la microelectrónica y la mecánica permitiendo crear sistemas muy complejos de pequeño tamaño. En estos se emplean componentes que se encuentran entre 1 y 100µm. Para su producción se utilizan procesos de micro-fabricación avanzados como la fotolitografía, grabado por plasma o la deposición química de vapor, entre otros. La complejidad de los dispositivos depende normalmente de la cantidad de elementos mecánicos de los que está formado. Una de las grandes características de esta tecnología es la capacidad de transformar señales eléctricas en movimientos mecánicos y viceversa, por lo que son dispositivos muy útiles utilizados como sensores o actuadores. La gran ventaja que presentan en comparación a otros sistemas más convencionales es el tamaño a escala micrométrica, siendo utilizados en muchas aplicaciones como la fabricación de acelerómetros. Estos dispositivos se emplean en todo tipo de sistemas, por ejemplo, en los móviles (detectar la orientación y movimientos), cámaras digitales (enfoque automático) o reproductores multimedia, etc. Por otro lado, el enfoque tecnológico permite una producción masiva a bajo coste, además desde el punto energético son muy eficientes gracias al bajo consumo en comparación a sistemas más tradicionales. Otro conjunto de elementos muy habitual es el de los resonadores, elementos mecánicos con partes móviles que presentan una frecuencia de resonancia natural. Los resonadores microelectromecánicos (MEMS) se utilizan en aplicaciones de referencias de reloj, así como en aplicaciones de sensado en varios entornos como la detección gravimétrica, acelerómetros, sensores de temperatura, etc. En el campo de sensado, el principio de funcionamiento básico es la transducción de un cambio físico o químico a una variación de su frecuencia de resonancia, alcanzando así sistemas de muy alta sensibilidad. Al ser elementos con dimensiones micrométricas la transducción electromecánica es sumamente compleja y requiere de circuitos electrónicos complementarios para procesar las señales obtenidas, entre los que cabe destacar los dispositivos amplificadores. En última instancia, los resonadores MEMS se conectan en un lazo de realimentación junto con un amplificador para dar lugar a una topología de oscilador auto-sustentado, ofreciendo una señal de salida con la frecuencia de resonancia del MEMS. De este modo, se obtiene un sistema sensor con la información codificada en la frecuencia con grandes capacidades de digitalización, entre otros [1]. Diseño de un AGC para un TIA orientado a osciladores CMOS-MEMS 17 Así mismo, una topología básica de oscilador limita la amplitud de vibración del resonador MEMS por saturación del amplificador, siendo imposible controlarla y ajustarla según las necesidades. Incluir un amplificador con ganancia variable en el lazo de realimentación permite afrontar este problema, aunque requiere de un circuito de control automático de ganancia (AGC) que ajuste en tiempo real dicha ganancia. El circuito AGC compara la amplitud de la señal de salida con una referencia dada para ajustarse a la consigna (ver Figura 1.1). Los AGC son unos circuitos que funcionan en lazo cerrado y se encargan de variar la ganancia de un circuito amplificador cuando se producen fluctuaciones en la señal de entrada para mantener la amplitud de la señal de salida constante. La principal ventaja del control de ganancia automático es operar el resonador MEMS en el régimen lineal obteniendo una mejor resolución en frecuencia, lo que impacta directamente en la resolución final del sistema sensor. Figura 1.1. Esquema a nivel de bloques de un amplificador con ganancia variable y un circuito de control de ganancia automático (AGC) operando en lazo cerrado. La función del circuito es reducir o aumentar la ganancia del circuito según la señal de entrada del circuito, esta es comparada con un valor predeterminado previamente. Principalmente los controles automáticos de ganancia se pueden dividir en dos etapas: el detector de picos, encargado de medir la amplitud de la señal obtenida, y el comparador, encargado de entregar un valor proporcional a la diferencia entre la amplitud y la referencia que se usará como señal de control de ganancia del amplificador. En este trabajo, se presenta el análisis y diseño de un AGC mediante la herramienta de apoyo CAD Virtuoso Cadence. Este circuito se ha diseñado, simulado y, finalmente, acoplado a un amplificador de transimpedancia (TIA) previamente realizado en el Grupo de Sistemas Electrónicos de la Universitat de les Illes Balears (GSE-UIB) para observar su funcionamiento. Memoria 18 1.2. Osciladores CMOS-MEMS La fabricación de dispositivos MEMS se lleva a cabo usando procesos muy diversos, pudiendo ofrecer así capacidades técnicas de gran versatilidad y rendimiento avanzado. En todo caso, como se ha comentado, los dispositivos MEMS requieren de circuitería complementaria para el procesado de la señal obtenida en el proceso de transducción electromecánica, por lo que una tecnología de fabricación compatible con los procesos CMOS es fundamental para el desarrollo del campo y su implementación práctica. Se puede extender esta idea fabricando los elementos MEMS con la misma tecnología CMOS, junto con algunos pasos adicionales de mecanizado. Es en este marco tecnológico que se encuentran los dispositivos CMOS-MEMS, sistemas MEMS fabricados mediante tecnologías CMOS, normalmente ya maduras, que requieren de algunos pasos complementarios. Estos dispositivos permiten la integración monolítica del MEMS y la circuitería CMOS necesaria. En el caso de osciladores, objeto de estudio en el presente trabajo, el bloque MEMS está formada por un resonador, como se ha mencionado, debido a la capacidad de convertir movimientos mecánicos en señales eléctricas; y el bloque CMOS principalmente compuesto por el TIA que amplifica la señal eléctrica y proporciona la señal de realimentación. Las grandes ventajas que presentan estos osciladores en comparación con los cristales de cuarzo (osciladores más clásicos) es la integración de todo el sistema en un único chip. A continuación, la Figura 1.2 recoge una tabla comparativa entre estos detallando las principales ventajas de las soluciones CMOS-MEMS. Figura 1.2. Comparación de diferentes cualidades de los osciladores de cuarzo vs MEMS. [2] Diseño de un AGC para un TIA orientado a osciladores CMOS-MEMS 19 1.3. Aplicaciones de sensado A pesar de que las aplicaciones de sensado de los resonadores CMOS-MEMS son múltiples, en el GSEUIB se han desarrollado principalmente dos líneas de trabajo, sensores gravimétricos y sensores térmicos. Ambas líneas usan un oscilador CMOS-MEMS como elemento sensor. Sensores gravimétricos La capacidad de detectar masa de forma precisa en una estructura es vital para muchos sistemas de detección, especialmente en aquellos que tienen gran sensibilidad. La estructura clásica utilizada ha sido la micro balanza de cristal de cuarzo (QCM), midiendo picogramos por centímetro cuadrado. Aunque tienen un excelente factor de calidad, tienen limitaciones en la resolución debido a su respectiva superficie relativamente grande. Los resonadores CMOS-MEMS hacen uso del principio de detección de masa inercial mediante el cual una deposición de masa sobre los mismo tiene una repercusión directa en su frecuencia de resonancia, que se traduce a un cambio en la señal de salida del sistema oscilador. Como se ha visto en la Figura 1.2, la escala de los CMOS-MEMS respecto los cristales de cuarzo es mucho menor, su pequeño tamaño permite una sensibilidad final mayor debido al cambio relativo de masa [1]. A medida que las investigaciones alcanzan niveles atómicos de detección, los campos de investigación se centran en detección de masa distribuida debido a su gran cantidad de aplicaciones potenciales. Principalmente en los campos químicos, biológicos y biomédicos. Un punto importante de los sensores es mejorar la superficie de contacto para captar la medida de interés y minimizar interacciones no deseadas. Un ejemplo de aplicación que ha experimentado un gran interés en la comunidad científica es el diagnóstico biomédico mediante el la detección y análisis de compuestos orgánicos volátiles (COVs) en el aliento humano (ver Figura 1.3). Figura 1.3. Representación esquemática de un sensor gravimétrico. Adaptado de [1]. Memoria 20 Sensores de temperatura Los cambios de temperatura tienen un impacto directo en la frecuencia de resonancia de los resonadores MEMS a través de varios mecanismos como la dilatación de materiales, el cambio del módulo de Young del material o la generación de estrés térmico. Comprender y modelar estos efectos representa un desafío importante, ya sea para el diseño de dispositivos muy estables e invariantes a la temperatura para aplicaciones de referencias temporales o de sensores mecánicos, así como la acentuación del efecto térmico en dispositivos pensados para operar como sensores térmicos. En este sentido, el principio de detección es equivalente al sensado de masa al tener la temperatura un impacto directo en la frecuencia de resonancia. Los resonadores MEMS pueden ser la unidad de detección de micro-calorímetros, alcanzando resoluciones térmicas en el orden de µK. Figura 1.4 Imagen óptica de un resonador MEMS para sensado de temperatura. Adaptado de [1]. Diseño de un AGC para un TIA orientado a osciladores CMOS-MEMS 21 1.4. Prototipos CMOS-MEMS El trabajo presentado se enmarca dentro de un proyecto de investigación del grupo GSE-UIB el que se desarrolla un sensor de COVs mediante el uso de un oscilador CMOS-MEMS de muy alta resolución. Los dispositivos se han diseñado y fabricado mediante una tecnología CMOS comercial de 0.35 µm (AMS-035) e integran un resonador MEMS de plataforma (ver Figura 1.5) junto con un amplificador TIA de ganancia variable con la topología presentada en la Figura 1.6. Así, es imprescindible aprovechar la ganancia variable del TIA mediante el circuito AGC que se pretende abordar en este trabajo. Se dispone del circuito esquemático del TIA usando los modelos de transistores y elementos pasivos facilitados por el fabricante, así como el modelo equivalente del elemento resonador. Con todo, se va a realizar el desarrollo del circuito AGC a nivel esquemático usando las librerías del fabricante con la visión de una futura implementación de las capas de layout y posterior fabricación, en caso de que los resultados sean satisfactorios. Figura 1.5. Diagrama esquemático del resonador MEMS con geometría de plataforma junto con los electrodos de lectura y excitación electrostática. Adaptado de [1]. Memoria 22 Figura 1.6. Prototipo de oscilador CMOS-MEMS fabricado en el grupo GSE-UIB sobre el que se va a actuar con el control AGC en este trabajo [3]. El resonador MEMS presente en los dispositivos prototipo hace uso de un esquema de actuación electrostática por el que al aplicar una tensión AC en el electrodo de excitación se genera una fuerza electrostática que hace vibrar el resonador a la frecuencia de excitación. De la misma forma, se usa una transducción electromecánica capacitiva por la que la vibración del MEMS crea una capacidad variable en el electrodo de lectura que, a su vez, da lugar a una corriente eléctrica. La frecuencia natural de los resonadores MEMS es de 1 MHz. El TIA amplifica y convierte a tensión la corriente debida al movimiento para luego cerrar el lazo de realimentación en el electrodo de actuación. El prototipo presenta una topología diferencial con salida unipolar por lo que incluye un MEMS activo (conectado a una tensión DC) y otro MEMS pasivo (conectado a tierra). La Figura 1.7 muestra el diagrama de Bode de la ganancia de transimpedancia del amplificador en función de la tensión de control de ganancia. Diseño de un AGC para un TIA orientado a osciladores CMOS-MEMS 23 Figura 1.7. Diagrama de Bode de la ganancia de transimpedancia del amplificador en función de la tensión de control de ganancia [3]. Como se puede observar en la figura 1.7, cuando 𝑉𝑐𝑜𝑛𝑡𝑟𝑜𝑙=0𝑉, la ganancia es máxima, y cuando 𝑉𝑐𝑜𝑛𝑡𝑟𝑜𝑙=2.1𝑉, la ganancia será mínima. Con estos voltajes umbrales que definen la ganancia máxima y mínima, se quiere crear una señal comprendido entre estos valores que se ajuste en tiempo real. El valor de 𝑉𝑐𝑜𝑛𝑡𝑟𝑜𝑙 es un voltaje que define la capacidad de un condensador variable que, a su vez, regula la ganancia del TIA. 1.5. Objetivos Este trabajo pretende analizar y diseñar un circuito AGC para ajustar en tiempo real la ganancia de un amplificador TIA integrado en un oscilador CMOS-MEMS con el objetivo de situar la operación del resonador MEMS en su régimen lineal y optimizar la resolución del dispositivo operando en modo sensor. Para llevar a cabo el trabajo se han fijado varios objetivos para evaluar los resultados del mismo. 1. Analizar y entender el prototipo de oscilador CMOS-MEMS sobre el que se va a actuar. 2. Realizar un estudio bibliográfico con el fin de escoger la topología más óptima para el TIA. 3. Llevar a cabo numerosas simulaciones para tener un conocimiento exhaustivo del circuito a implementar. 4. Diseñar e implementar el circuito AGC junto al CMOS-MEMS ya diseñado para hacer un ajuste final lo más real posible. Memoria 30 amplificadores operacionales. Consta de 4 transistores formando dos parejas, el espejo de corriente y el par diferencial. Figura 2.5. Representación esquemática de un amplificador diferencial de entradas NMOS. Como se observa en la Figura 2.5, el primer par de transistores PMOS idénticos M3 y M4 forman el espejo de corriente, y los transistores NMOS simétricos M1 y M2 el par diferencial. El par diferencial es la etapa que recibe las señales 𝑉𝑖𝑛+y 𝑉𝑖𝑛−, estos transistores están conectados a su vez en entre sí y a una fuente de corriente (Ibias) por las fuentes. La fuente de corriente obliga a mantener constante la suma de corriente a través de los transistores, de modo que, la suma de las corrientes de M1 y M2 es igual a Ibias. 𝑖𝐵𝐼𝐴𝑆=𝑖𝐷1+𝑖𝐷2 (𝐄𝐪 𝟐.𝟏𝟓) El segundo par de transistores M3 y M4 forman un espejo de corriente, en la configuración de la Figura 2.5, el transistor M4 copia la corriente de M3. La unión del par diferencial junto al espejo de corriente forma un circuito que proporciona una salida con un corriente proporcional a la entrada diferencial. 𝑖𝐷1=𝑘2∗𝑊1 𝐿1∗(𝑉𝐺𝑆−𝑉𝑡ℎ)2(𝐄𝐪 𝟐.𝟏𝟔) 𝑖𝐷1=𝑖𝐷3=𝑖𝐷4 (𝐄𝐪 𝟐.𝟏𝟕) Diseño de un AGC para un TIA orientado a osciladores CMOS-MEMS 31 Figura 2.6. Representación esquemática de un Amplificador con entradas NMOS con sus transconductancias anotadas. La amplificación total del circuito vendrá del producto de la transconductancia por las resistencias activas en paralelo de los transistores M2 y M4. 𝐴𝑣=𝑔𝑚2∗(𝑟𝑜𝑝∗𝑟𝑜𝑛 𝑟𝑜𝑝+𝑟𝑜𝑛)=√2∗𝑘∗𝑊2 𝐿2∗𝑖𝐵𝐼𝐴𝑆 2∗(𝑟𝑜𝑝∗𝑟𝑜𝑛 𝑟𝑜𝑝+𝑟𝑜𝑛)(𝐄𝐪 𝟐.𝟏𝟖) Los transistores también presentan resistencias, las resistencias activas de los transistores vienen modeladas por la corriente que los atraviesa y por un parámetro de fabricación llamado modulación de longitud del canal (𝜆). Cuando un transistor conduce, existe la longitud efectiva del canal (distancia entre drenador y fuente), esta va disminuyendo a medida que el voltaje de drenaje aumenta, por ende, la corriente en el canal va a variar. Es un parámetro importante en el diseño ya que influye no solo en las resistencias de los transistores sino en la corriente que atraviesa el canal [7]. 𝑟𝑜=1 𝜆𝐼𝐷(𝐄𝐪 𝟐.𝟏𝟗) De estas ecuaciones se extrae que para regular la ganancia del amplificador hay que modificar [𝑊 𝐿]1,2 o variar la corriente de polarización 𝑖𝐵𝐼𝐴𝑆. Memoria 32 2.4. Inversor El inversor es un circuito básico utilizado en las topologías CMOS. El objetivo del circuito es invertir las señales, pasar de una señal con nivel bajo a nivel alto y viceversa. Hay varias formas de configurar el circuito, la mayoría de ellas usando dos transistores CMOS. En este apartado se van a estudiar las configuraciones a y b de la Figura 2.7. Figura 2.7. Representación esquemática de diferentes inversores CMOS con entradas N. a) Inversor con carga activa PMOS. b) Inversor push-pull. c) Inversor con carga de fuente de corriente. La diferencia principal entre los circuitos que se van a estudiar es la ganancia, el inversor “a” (carga activa PMOS), tiene una menor ganancia que los otros compradores, mientras que el “c” (push-pull) tiene la mayor ganancia. Inversor con carga activa PMOS Este inversor tiene la menor ganancia de los observados en la Figura 2.7, está formado por un transistor N (M1) y un transistor P (M2). La señal de entrada actúa sobre la puerta del NMOS mientras que el PMOS conecta su puerta con el drenador, formando una carga activa, lo que otorga una mayor estabilidad que una resistencia. Cuando la señal de entrada es de nivel bajo (0 lógico), el transistor N está en estado de corte, lo que provoca que en el transistor P, la diferencia de voltaje entre fuente y la puerta sea negativa, lo que provoca el estado de conducción. Por lo que la salida del circuito será VCC o nivel alto. En segundo lugar, si la señal de entrada Vin es de nivel alto (1 lógico), el transistor N va a conducir. Mientras, el transistor P va a entrar en corte gracias a que la diferencia de potencial entre la puerta y la fuente va a ser 0. En conjunto, provocando que la salida esté conectada a GND (nivel bajo). Por otra parte, el funcionamiento no es ideal, el transistor también va a operar en la zona lineal. Diseño de un AGC para un TIA orientado a osciladores CMOS-MEMS 33 𝑉𝑜𝑢𝑡(𝑚𝑎𝑥)=𝑉𝑐𝑐−𝑉𝑡ℎ Para averiguar 𝑉𝑜𝑢𝑡(𝑚𝑖𝑛) hay que igualar los valores de las corrientes de drenador de los transistores cuando la entrada es de nivel lógico 1 (𝑉𝐷𝐷). 𝑖𝐷𝑀1=𝛽1((𝑉𝐺𝑆1−𝑉𝑡ℎ1)∗𝑉𝐷𝑆−𝑉𝐷𝑆1 22)=𝛽1((𝑉𝐷𝐷−𝑉𝑡ℎ)∗𝑉𝑜𝑢𝑡−𝑉𝑜𝑢𝑡 2 2)(𝐄𝐪 𝟐.𝟐𝟎) 𝑖𝐷𝑀2=𝛽2 2(𝑉𝐺𝑆2−𝑉𝑡ℎ2)2=𝛽2(𝑉𝐷𝐷−𝑉𝑜𝑢𝑡−𝑉𝑡ℎ2)2(𝐄𝐪 𝟐.𝟐𝟏) 𝑉𝑜𝑢𝑡(𝑚𝑖𝑛)=𝑉𝐷𝐷−𝑉𝑡ℎ−𝑉𝐷𝐷−𝑉𝑡ℎ √1+(𝛽2 𝛽1)(𝐄𝐪 𝟐.𝟐𝟐) Figura 2.8. Gráfico de transferencia de voltaje (𝑽𝒐𝒖𝒕 𝑽𝒊𝒏) obtenido a partir de los valores que aparecen en el esquemático de la imagen del inversor de carga activa [6]. Como se puede observar en la Figura 2.8 el valor de nivel alto a nivel bajo no cambia de forma abrupta, hay una zona lineal comprendida entre los puntos B y F. Memoria 34 Inversor push-pull Este inversor tiene mayor ganancia que el de carga activa, está formado por dos transistores, uno P y uno N. En primer lugar, se tiene un transistor P (M2) tiene la puerta conectada a la señal de entrada y la fuente conectada a (𝑉𝐷𝐷, y finalmente el drenador conectado a la salida. En segundo lugar, tenemos el transistor N (M1), que tiene la puerta conectada a la señal de entrada, el drenador conectado a la salida y la fuente a (𝑉𝑆𝑆 o gnd. Esta tipología en concreto utiliza la dualidad de los transistores CMOS, cuando la señal de entrada está a nivel alto (1 lógico) el PMOS se encuentra en estado de corte, el voltaje entre puerta y fuente es 0, mientras, el NMOS se encuentra en conducción ya que la diferencia de potencial entre puerta y drenador es positiva y mayor al voltaje de threshold. Por otra parte, cuando la señal de entrada se encuentra en nivel bajo (0 lógico), pasa exactamente lo contrario, el NMOS va a estar en corte mientras que el PMOS en conducción. Figura 2.9. Gráfico de transferencia de voltaje (𝑽𝒐𝒖𝒕 𝑽𝒊𝒏) obtenido a partir de los valores que aparecen en el esquemático de la imagen [6]. Como podemos observar en la Figura 2.9, a diferencia del inversor de carga activa, el push-pull funciona más como un sistema todo nada. Diseño de un AGC para un TIA orientado a osciladores CMOS-MEMS 35 2.5. Filtro RC Los filtros electrónicos son circuitos ampliamente utilizados, siendo muy útiles cuando interesa filtrar unas frecuencias concretas de una señal de interés. En este punto se van a estudiar los filtros pasivos RC pasa altos, bajos y pasa banda. En los filtros RC la frecuencia o frecuencias de corte vienen dadas en la frecuencia donde el valor de la reactancia capacitiva es igual al valor de la resistencia. 𝑅=𝑋𝑐=1 𝑤𝐶=1 2𝜋∗𝑓∗𝐶 (𝐄𝐪 𝟐.𝟐𝟑) 𝑓𝑐=1 2𝜋∗𝑅∗𝐶 (𝐄𝐪 𝟐.𝟐𝟒) Según la disposición de los componentes obtendremos un filtro pasa altos o pasa bajos. Si la R está en serie y el condensador en paralelo a la Vout se tendrá un pasa bajos mientras que si es al contrario, un pasa altos. Por último, para obtener un pasa bandas se conectan un pasa altos y un pasa bajos en serie, creando dos frecuencias de corte. El filtro pasa bajos no solo filtra, también es útil para ser utilizado como reductor de ganancia, éste, atenúa las frecuencias altas y por ende reduce su ganancia. Cuando la señal de entrada es muy elevada, el capacitor actúa como un cortocircuito (disminuye la reactancia), dejando que fluya mucha cantidad de corriente hacia gnd. También, la resistencia actúa como un divisor de tensión, disminuyendo el voltaje de salida. Por ello, los filtros pasan bajos son útiles para reducir la ganancia de circuitos cuando esta es muy elevada. Memoria 36 Figura 2.10. Esquemático de las distintas configuraciones de filtros RC junto a sus respectivos gráficos representativos. a) Pasa bajos, b) pasa altos, c) pasa banda Diseño de un AGC para un TIA orientado a osciladores CMOS-MEMS 37 Capítulo 3: Diseño del circuito Este capítulo se centra en el diseño del circuito completo, desglosando cada uno de los bloques que lo compone, así como analizando varias propuestas de los mismos. Se pretende dar una visión general a nivel de bloques para entender el propósito del circuito. 3.1. Sistema general a nivel de bloques Para el diseño y selección del circuito se ha realizado un estudio bibliográfico de diferentes topologías. Como se ha mencionado previamente, todos estos circuitos constan o suelen constar de dos partes fundamentales, un detector de picos y el comparador (ver Figura 3.1) [8]. Por último, los valores de los distintos elementos se han escogido para operar con una señal de 1MHz. Así mismo, se espera que las posibles fluctuaciones en la amplitud de la señal ocurran a una frecuencia notablemente inferior, estimándose en el orden de 10 kHz – 50 kHz. Para verificar el funcionamiento del circuito, se va a usar una fuente de excitación con modulación de amplitud para simular las posibles variaciones en la amplitud de la señal de entrada. Figura 3.1. Esquema a nivel de bloques de un amplificador con ganancia variable, un resonador MEMS y un AGC con sus pertinentes etapas (detector de picos y comparador) operando en lazo cerrado. 3.2. Detector de picos El bloque detector de picos tiene el objetivo de muestrear la tensión de pico de la señal de entrada, en nuestro caso sinusoidal, que se va a comparar a posteriori con la consigna deseada. En el aspecto más Memoria 38 fundamental se puede visualizar el esquema de un detector de picos como un diodo junto a un condensador, tal como se muestra en la Figura 3.2. Figura 3.2. Esquema de un detector de picos. El principio de funcionamiento se entiende observando la Figura 3.2. Mientras el voltaje de 𝑉𝑖𝑛es superior al voltaje de 𝑉𝑝𝑒𝑎𝑘, el diodo está polarizado en directa permitiendo la conducción de la corriente eléctrica y el condensador se carga, por lo que 𝑉𝑝𝑒𝑎𝑘 sigue a 𝑉𝑖𝑛. Cuando 𝑉𝑝𝑒𝑎𝑘supera 𝑉𝑖𝑛el diodo bloquea la descarga del condensador i 𝑉𝑝𝑒𝑎𝑘se mantiene al nivel del almacenado, dependiendo del valor del condensador, almacena más o menos. La temperatura tiene severos efectos en los diodos, provoca cambios en la relación corriente voltaje, también a más temperatura el voltaje umbral disminuye etc. Por ello, cuando se necesita de una rectificación precisa, se utilizan rectificadores de precisión también conocidos como super diodos. Figura 3.3. Esquemático de un rectificador de precisión o súper diodo. Como se observa en la Figura 3.3, el super diodo está formado por un amplificador diferencial y un diodo. Cuando 𝑉𝑖𝑛 es negativo, el diodo se polariza inversamente, cerrando el paso de corriente. Cuando 𝑉𝑖𝑛 es positivo, el diodo se polariza directamente, permitiendo el paso de corriente. La gran ventaja del rectificador de precisión es la configuración de seguidor de tensión, como 𝑉+=𝑉− la salida del diodo tendrá el mismo valor que 𝑉𝑖𝑛, tendrá un comportamiento ideal. Diseño de un AGC para un TIA orientado a osciladores CMOS-MEMS 39 El diseño implementado en la tecnología CMOS quedaría de la siguiente forma: Figura 3.4. Esquema de un Detector de picos CMOS formado por un amplificador diferencial con entradas NMOS y un super diodo. [8] Como se puede observar en la Figura 3.4 el circuito está formado por un amplificador diferencial junto al diodo (a modo de diodo se utiliza un transistor P, conectando el drenador a la puerta), lo que se ha llamado previamente super diodo. También se incluye una fuente de corriente que descarga el condensador para un mejor seguimiento de los picos. Variando el valor del condensador y la fuente de corriente se ajusta la caída de voltaje entre picos lo que se conoce como droop rate. Durante el proceso de simulación se ha decidido cambiar de topología, la usada en la figura 3.4 no se ha ajustado a las prestaciones deseadas. La señal rectificada seguía los picos de la señal 𝑉𝑖𝑛 pero con una disminución considerable de ganancia. Ajustar los parámetros del amplificador diferencial para aumentar la ganancia no ha servido para mejorar el comportamiento al punto deseado. Como se observa en la Figura 3.5, en la topología alternativa se ha substituido el diodo por el espejo de corriente (M5-M6). Cuando 𝑉𝑖𝑛 es mayor que el valor de pico (Vout), la diferencia de corriente fluye por M5, que es copiado al transistor M6, y este, a su vez, carga el condensador. Memoria 46 𝑉𝐺𝑆1=(2∗𝑖1 𝛽1)12 ⁄+𝑉𝑇ℎ (𝐄𝐪 𝟑.𝟏𝟒) 𝑉𝐺𝑆2=(2∗𝑖2 𝛽2)12 ⁄+𝑉𝑇ℎ (𝐄𝐪 𝟑.𝟏𝟓) 𝑉−𝑇𝑅𝑃=𝑉𝐺𝑆2−𝑉𝐺𝑆1(𝐄𝐪 𝟑.𝟏𝟔) De estas ecuaciones se extrae que para aumentar la histéresis o disminuirla hay que augmentar (𝑊6 𝐿6) y (𝑊5 𝐿5) o disminuirlos, respectivamente. Figura 3.8. a) Flujo de corriente del circuito cuando conducen los transistores M3 y M5, 𝒊𝟐<𝒊𝟓. b) Flujo de corriente del circuito cuando conducen los transistores M4 y M6, 𝒊𝟏<𝒊𝟔. [6] Diseño de un AGC para un TIA orientado a osciladores CMOS-MEMS 47 Propuesta final del comparador con histéresis Figura 3.9. Esquemático de un comparador con histéresis con mejora de la etapa amplificadora. Como se aprecia en la Figura 3.9, los transistores M14, M15, M16, M17 y M8, M9, M12, M13 forman dos espejos de corriente, esta topología de doble transistor mejora la simetría de los transistores, haciendo más precisas las corrientes de sus respectivas salidas en M9 y M16. Memoria 48 Dimensionado TRANSISTOR W(µm) L(µm) M1, M2 0.7 15 M3, M4 1 6 M14, M15, M16, M17 1 10 M5, M6 1 7 M7 0.35 2 M8, M12 0.35 2 M10 0.35 2 M9, M13 0.35 2 Tabla 3.4. Tamaños de los transistores M1-M17 del comparador de la Figura 3.9. I1 10 µA Tabla 3.5. Corriente de polarización del comparador de la Figura 3.9. Diseño de un AGC para un TIA orientado a osciladores CMOS-MEMS 49 Capítulo 4: Simulación Este capítulo presenta los resultados de la simulación de los diferentes bloques del circuito AGC, así como el proceso detallado de ajuste de los parámetros y distintas versiones simuladas. Se pretende dar una visión temporal de la evolución del diseño, haciendo énfasis en las diferentes decisiones de diseño que se han tomado en base a los resultados encontrados. También se incluye una sección detallando el esquema de generación de las diferentes corrientes de polarización. 4.1. Corrientes de polarización Para generar las distintas fuentes de corriente del circuito se han implementado espejos de corriente, como hemos visto en la ecuación 2.14, modelando los transistores obtenemos una señal de corriente precisa y constante. El valor de 𝑉𝐵𝐼𝐴𝑆 de la Figura 4.1 es una tensión de referencia altamente estable que se incluye en el circuito del propio TIA y que se va a aprovechar para el presente diseño. A partir de 𝑉𝐵𝐼𝐴𝑆 y a través del transistor 𝑀𝑃0 generamos una corriente que es replicada y modelada según los transistores 𝑀𝑁6, 𝑀𝑁16 y 𝑀𝑁19. De esta forma, obtenemos las corrientes de polarización necesarias en todos los bloques del circuito. • 𝑉𝐵𝐼𝐴𝑆= 2.5 V 𝑖0 𝑖𝑟𝑒𝑓=𝐿1∗𝑊2 𝑊1∗𝐿2(𝐄𝐪 𝟐.𝟏𝟒) Los valores de las diferentes corrientes generadas corresponden a: 𝐼𝐵𝐼𝐴𝑆1 a la corriente de polarización del amplificador diferencial, 𝐼𝐵𝐼𝐴𝑆2 la corriente que descarga el condensador del detector de picos, y 𝐼𝐵𝐼𝐴𝑆3 corresponde al valor de polarización del comparador. Es impotente recalcar el valor de 𝑀𝑁16, al ser un corriente mucho más pequeño en comparación a 𝐼𝐵𝐼𝐴𝑆1, el canal tiene que ser más estrecho y largo, en la ecuación 2.14 se observa como la longitud del canal del transistor que replica, es inversamente proporcional al valor de corriente. Memoria 50 Figura 4.1. Configuración espejos de corriente para generar las corrientes necesarias para el funcionamiento del AGC. Transistor W (µm) L (µm) Numero de puertas 𝑀𝑃0 25µ 0.5µ 10 𝑀𝑁13 10µ 0.5µ 4 𝑀𝑁6 10µ 0.5µ 4 𝑀𝑁16 1µ 15µ 1 𝑀𝑁19 10µ 0.5µ 4 Tabla 4.1. Relación de tamaños de los transistores usado en el circuito de generación de corrientes de polarización mediante la topología de espejo de corriente para los diferentes bloques. Diseño de un AGC para un TIA orientado a osciladores CMOS-MEMS 51 4.2. Simulación v1 Simulación AGC independiente La primera versión del circuito es la que incluye el comparador con histéresis. El primer paso es simular y entender a la perfección el circuito. Por ello, la primera fase es simular el AGC de forma independiente, sin estar conectado al TIA. Para ello se ha creado un banco de pruebas con todas las fuentes necesarias para la operación del circuito. 𝑉𝑖𝑛 Señal de 1 MHz modulada en amplitud con una frecuencia de 50 kHz 𝑉𝐷𝐷 3.3 V 𝑉𝐵𝐼𝐴𝑆 2.5 V 𝑉𝑟𝑒𝑓 2.6 V Tabla 4.2. Valores de las distintas fuentes de alimentación/referencia del banco de pruebas. Memoria 52 a) b) Figura 4.2. a) Esquemático del banco de pruebas con el detector de picos, comparador y el Bias Current Mirror. b) Esquemático del circuito AGC con histéresis ya en el testbench y sus respectivas entradas y salidas. Como se aprecia en la Figura 4.2, hay dos bloques principales, el Bias Current Mirror y el AGC con histéresis formado por el comparador y el detector de picos. A continuación, se van a mostrar las simulaciones asociadas al banco de pruebas de la Figura 4.2: Diseño de un AGC para un TIA orientado a osciladores CMOS-MEMS 53 Señal detector de picos Señal del comparador 𝑉𝑜𝑢𝑡 Voltaje de referencia 𝑉𝑟𝑒𝑓 Volatje de entrada 𝑉𝑖𝑛 Figura 4.3. Simulación del transitorio del AGC con histéresis. Señales simuladas: salida de salida del comparador (morado), señal 𝑽𝒊𝒏 (azul), 𝑽𝒓𝒆𝒇 (rojo) y señal del detector de picos (verde). Como se aprecia en la Figura 4.3, usando el comparador con histéresis se obtiene una señal de salida comparadora estable ante el rizado provocado por el droop rate del condensador, a pesar de alguna perturbación puntual debido al rango de histéresis. Para mejorar la señal de salida, de forma que se eviten transiciones indeseadas a causa del rizado de la señal, se puede modificar el condensador del detector de picos para reducir el droop rate o aumentar la histéresis del circuito. Como se ha detallado en el Capítulo 3, para ajustar la histéresis hay que variar el tamaño de los transistores M5 y M6. Las simulaciones presentadas en las Figuras 4.4 y 4.5 incluyen tanto la modificación del condensador como el incremento del rango de histéresis, respectivamente. Memoria 54 Señal detector de picos Señal del comparador 𝑉𝑜𝑢𝑡 Voltaje de referencia 𝑉𝑟𝑒𝑓 Voltaje de entrada 𝑉𝑖𝑛 Figura 4.4. Simulación del transitorio del AGC con histéresis y un condensador con mayor capacidad (2pF). Señales simuladas: salida de salida del comparador (morado), señal 𝑽𝒊𝒏 (azul), 𝑽𝒓𝒆𝒇 (rojo) y señal del detector de picos (verde). Señal detector de picos Señal del comparador 𝑉𝑜𝑢𝑡 Voltaje de referencia 𝑉𝑟𝑒𝑓 Voltaje de entrada 𝑉𝑖𝑛 Figura 4.5. Simulación del transitorio del AGC con histéresis aumentada. Señales simuladas: salida de salida del comparador (morado), señal 𝑽𝒊𝒏 (azul), 𝑽𝒓𝒆𝒇 (rojo) y señal del detector de picos (verde). Diseño de un AGC para un TIA orientado a osciladores CMOS-MEMS 55 Como se puede ver en las Figuras 4.4 y 4.5 la salida del comparador se ajusta a la relación entre 𝑉𝑟𝑒𝑓 y la señal de entrada. Cuando la señal del detector de picos es superior a 𝑉𝑟𝑒𝑓, la salida del comparador es 3.3V, lo que significa ganancia mínima para el amplificador TIA según las especificaciones detalladas en el Capítulo 1. Cuando la señal del detector de picos es inferior a 𝑉𝑟𝑒𝑓, la señal del comparador es de nivel bajo o 0V, ganancia máxima para el amplificador TIA según las especificaciones. Por último, recalcar que en la Figura 4.4 el detector de picos no sigue el valor de 𝑉𝑖𝑛 cuando la amplitud de la señal decrece de forma más rápida de lo que el condensador puede descargarse, lo que podría inducir a problemas con señales de entrada irregulares. Por ello, en la siguiente fase de simulaciones junto al TIA, se va a optar por aumentar el valor de la histéresis. TRANSISTORES LONGITUD ORIGINAL LONGITUD CORREGIDA M5 7 µm 9 µm M6 7µm 9 µm Tabla 4.3. Cambio de la longitud de los transistores M5 y M6 de la Figura 4.2 b para aumentar la histéresis del comparador. Simulación TIA-AGC El último paso es conectar y ver cómo afecta el AGC al TIA. Se ha añadido el prototipo de TIA desarrollado en el GSE de la UIB [3]. El banco de pruebas está compuesto por el TIA, y el circuito visto en la Figura 4.2. A diferencia de las simulaciones vistas anteriormente, la entrada del AGC ya no va a ser una fuente, pasará a ser la salida del TIA, 𝑉𝑜𝑢𝑡_𝑀𝐸𝑀𝑆. Por último, la salida del AGC pasará a ser 𝑉𝐶𝑂𝑁𝑇𝑅𝑂𝐿, la tensión de control del TIA (ver Figura 4.6). En este caso, y como forma de simular el comportamiento de un resonador MEMS, se introduce una fuente de corriente ideal entre los nodos de entrada del TIA. Además, el bloque correspondiente al TIA incluye también un nodo relacionado con un búfer de salida que acondiciona la señal 𝑉𝑜𝑢𝑡_𝑀𝐸𝑀𝑆 para atacar la entrada de equipos de instrumentación de laboratorio. Así mismo, por lo que a este trabajo se refiere, nos centramos en la señal 𝑉𝑜𝑢𝑡_𝑀𝐸𝑀𝑆 ya que es la que se va a realimentar al MEMS. Los valores de las fuentes del banco de pruebas son: Memoria 62 abrupta, modificando a su vez la ganancia del TIA. A diferencia de la simulación representada en la Figura 4.8 de v1, la señal de salida es mucho más lenta. Así mismo, debido al diseño del comparador en una sola etapa la tensión de salida no alcanza el valor mínimo de tensión (0V) correspondiente a la máxima ganancia del TIA, por lo que va a ser necesario ajustar este diseño. Señal del detector de picos Señal del comparador 𝑉𝑜𝑢𝑡 Voltaje de referencia 𝑉𝑟𝑒𝑓 Volatje de entrada 𝑉𝑖𝑛 Figura 4.12. Simulación del transitorio del AGC sin histéresis. Señales simuladas: salida de salida del comparador (morado), señal 𝑽𝒊𝒏 (azul), 𝑽𝒓𝒆𝒇 (rojo) y señal del detector de picos (verde). Simulación TIA-AGC En esta sección se incluye el circuito AGC junto con el amplificador TIA de forma que el circuito de control actúa sobre la tensión de control del TIA mediante una realimentación. Como se aprecia en la Figura 4.14, el comparador tiene un buen comportamiento en cuanto a velocidad de respuesta. Aunque no refleje una sinusoidal perfecta se asemeja mucho a un resultado prometedor. También se observa como el voltaje de salida del comparador no llega a ser 0 V (ganancia máxima), pero si a 2.1 V (ganancia mínima). Por último, se puede apreciar en la Figura 4.15 como, al aumentar la amplitud de la corriente de entrada a 20 nA, el amplificador TIA opera continuamente en el rango de menor ganancia. Así mismo, no consigue atenuar suficientemente para alcanzar el valor de la consigna de referencia. Destacar que la consigna de referencia debe adaptarse a las capacidades del amplificador. Diseño de un AGC para un TIA orientado a osciladores CMOS-MEMS 63 Figura 4.13. Esquemático del AGC sin histéresis con el TIA. Memoria 64 a) InputCurrent Señal del comparador 𝑉𝑜𝑢𝑡 Voltaje de referencia 𝑉𝑟𝑒𝑓 Vout_MEMS b) InputCurrent Vout_MEMS Figura 4.14. a) Simulación temporal del circuito de la Figura 4.13 b) Ampliación para ajustar la señal de salida 𝑽𝒐𝒖𝒕𝑴𝑬𝑴𝑺 a la pantalla de visualización. Diseño de un AGC para un TIA orientado a osciladores CMOS-MEMS 65 InputCurrent Señal del comparador 𝑉𝐶𝑂𝑁𝑇𝑅𝑂𝐿 Voltaje de referencia 𝑉𝑟𝑒𝑓 𝑉𝑜𝑢𝑡𝑀𝐸𝑀𝑆 Figura 4.15. Simulación del circuito de la Figura 4.9 con un corriente de entrada de 20nA Transistor W µm L µm MN3, MN4 5 µm 0.5 µm MP2, MP3 1 µm 1 µm Tabla 4.5. Tamaños de los transistores del comparador de la figura 4.9. Para intentar mejorar este comparador se han propuesto dos posibles líneas de mejora en el comparador, una versión v3 que implementa una segunda etapa de salida en el comparador y, por último, una versión v4 que incorpora un inversor. El objetivo de incorporar una etapa inversora es trasladar la excursión de voltaje de la tensión de salida desde el rango 1.1V-3.3V que observamos al rango 0V-2.2V en el que el TIA tiene todo el recorrido de la tensión de control. Es importante notar que al usar una etapa inversora también hay que modificar el conexionado de las señales de entrada. Memoria 66 4.4. Simulación v3 Como se ha mencionado con anterioridad, esta versión del circuito se diferencia de la versión v2 por tener una segunda etapa amplificadora en el comparador. El objetivo es conseguir una excursión de tensión a la salida del comparador suficiente para alcanzar la ganancia máxima del TIA. Simulación AGC independiente En la Figura 4.17 se puede ver como la nueva etapa de salida del comparador está formada por dos transistores, esta etapa es a la vez que amplificadora inversora, por ello la entrada de referencia y la salida del detector de picos se invierten en las entradas del comparador (M39 y M42 en la Figura 4.13). En la Figura 4.16 se puede ver como esta vez con el comparador sin histéresis de dos etapas conseguimos que los límites tanto inferior como superior sean 0V y 3.3V respectivamente, de forma similar a lo que ocurría con el comparador con histéresis de la v1. Transistor W L M44 15 µm 1 µm M45 20 µm 1 µm Tabla 4.6. Tamaños de los transistores de la segunda etapa del comparador de la Figura 4.17. Diseño de un AGC para un TIA orientado a osciladores CMOS-MEMS 67 Señal de entrada Señal del comparador 𝑉𝐶𝑂𝑁𝑇𝑅𝑂𝐿 Voltaje de referencia 𝑉𝑟𝑒𝑓 𝑉𝑜𝑢𝑡𝑀𝐸𝑀𝑆 Figura 4.16. Simulación del transitorio del AGC del circuito de la Figura 4.17. Señales simuladas: salida de salida del comparador (verde), señal 𝑽𝒊𝒏 (rojo), 𝑽𝒓𝒆𝒇 (azul) y señal del detector de picos (rosa). Memoria 68 Figura 4.17. Esquemático del AGC sin histéresis con la segunda etapa de salida del comparador. Diseño de un AGC para un TIA orientado a osciladores CMOS-MEMS 69 Simulación TIA-AGC Como en los apartados anteriores, se ha conectado el TIA en el banco de pruebas para ver cómo responde la realimentación del AGC en tiempo real. Figura 4.18. Esquemático del AGC sin histéresis con la segunda etapa de salida del comparador junta al TIA. Una vez simulado el circuito (ver Figura 4.19) se observa como el comparador es muy rápido, bajando la ganancia de la etapa (M44 y M45) no se ha logrado reducir su velocidad. Por ello se ha optado también por implementar un filtro RC para atenuar la ganancia. Para visualizar el efecto del filtro RC se han hecho varias simulaciones con distintos valores del filtro. El problema surgido, de nuevo, es la necesidad de un filtro con valores excesivamente grande lo que lo vuelve demasiado lento, y no llega a los márgenes requeridos de 0V y 3.3V (ver figura 4.19). Notar también las limitaciones tecnológicas de integrar un filtro de tal magnitud. Con todo, en esta sección se observa una tendencia similar a la simulación v1 en la que el circuito AGC muestra una tendencia a ajustar la señal de salida del TIA al valor de referencia, pero las fluctuaciones rápidas de la señal de control inducen una amplitud variable en el tiempo. Memoria 70 a) 𝑉𝑟𝑒𝑓 𝑉𝑜𝑢𝑡𝑀𝐸𝑀𝑆 𝑉𝐶𝑂𝑁𝑇𝑅𝑂𝐿 𝑉𝐶𝑂𝑁𝑇𝑅𝑂𝐿 pre-filtro Señal detector de picos b) 𝑉𝑜𝑢𝑡𝑀𝐸𝑀𝑆 𝑉𝐶𝑂𝑁𝑇𝑅𝑂𝐿 𝑉𝐶𝑂𝑁𝑇𝑅𝑂𝐿 pre-filtro Señal detector de picos Figura 4.19. a) Simulación del transitorio del circuito de la Figura 4.18 sin filtro RC en la salida. b) Simulación del transitorio del circuito de la Figura 4.18 con filtro RC en la salida (10 𝑘Ω,1 𝑝𝐹). Diseño de un AGC para un TIA orientado a osciladores CMOS-MEMS 71 a) 𝑉𝑟𝑒𝑓 𝑉𝑜𝑢𝑡𝑀𝐸𝑀𝑆 𝑉𝐶𝑂𝑁𝑇𝑅𝑂𝐿 𝑉𝐶𝑂𝑁𝑇𝑅𝑂𝐿 pre-filtro Señal detector de picos b) 𝑉𝑜𝑢𝑡𝑀𝐸𝑀𝑆 𝑉𝐶𝑂𝑁𝑇𝑅𝑂𝐿 𝑉𝐶𝑂𝑁𝑇𝑅𝑂𝐿 pre-filtro Señal detector de picos Figura 4.20. a) Simulación del transitorio del circuito de la Figura 4.18 con filtro RC en la salida (100 𝑘Ω,5 𝑝𝐹). b) Simulación del transitorio del circuito de la Figura 4.18 con filtro RC en la salida (500 𝑘Ω,10 𝑝𝐹). Memoria 78 Análisis del impacto ambiental Un análisis de impacto ambiental es necesario en todos los trabajos de cualquier sector. Es importante intentar reducir la huella de carbono en el procedimiento de estos. Para este trabajo se ha contabilizado el gasto de emisiones en distintas categorías. Actividad Descripción Emisiones TOTAL Transporte Ruta domicilio/Universidad coche: 31km 12 km/litro 2.35 kg 𝐶𝑂2/litro 582.8 kg 𝐶𝑂2 Consumo eléctrico Consumo eléctrico del PC (universidad) 822 kWh 273 g/kWh [6] 224 kg 𝐶𝑂2 Laptop personal Emisiones de fabricación y uso (4 años) 422.5 kg 𝐶𝑂2/u. [1] 35.2 kg 𝐶𝑂2 Emisiones totales 843.4 kg 𝐶𝑂2 Por otra parte, los componentes electrónicos generan grandes cantidades de residuos durante su producción y su posterior desuso. Según el Programa para el Medio Ambiente de las Naciones Unidas se desechan 50 millones de toneladas al año, siendo la minoría reciclados. Es importante realizar análisis de impacto ambiental para alertar de los peligros de la contaminación y alentar a reciclar los desechos electrónicos. El rápido avance en la electrónica ha provocado la obsolescencia de muchos aparatos electrónicos, por ello, no solo es importante avanzar en campos de investigación innovadores y viables económicamente, también trabajar y avanzar hacia más y mejores métodos sostenibles ambientalmente [5]. Diseño de un AGC para un TIA orientado a osciladores CMOS-MEMS 79 Conclusiones La realización de este proyecto me ha permitido poner en práctica los conocimientos adquiridos durante el transcurso del grado. No solo se han puesto en práctica, además, también ampliados en las materias pertinentes al trabajo, principalmente la electrónica analógica y el diseño microelectrónico. También hay que destacar el aprendizaje en otras materias como la redacción de documentos o el uso de programas CAD como Cadence en este caso. Para este trabajo se habían marcado varios objetivos al inicio del mismo, con la finalidad de saber cuanto y como se había avanzado durante el transcurso del proyecto. El primer punto era el analizar y entender el prototipo de oscilador CMOS-MEMS. No solo se ha realizado un estudio del prototipo (esquemático) y funcionamiento, también se ha indagado en el uso de estos prototipos y las grandes aplicaciones que tienen como instrumentos de sensado. El segundo punto era realizar un estudio bibliográfico. Este apartado ha sido muy importante ya que se han tenido que probar muchas configuraciones durante el proyecto, gracias a la búsqueda y variedad en los diferentes diseños encontrados se ha llegado a una solución efectiva. También, otro punto a realizar era el de dimensionar estos diseños y adaptarlos a nuestros requisitos, lo cual se ha hecho a la perfección obteniendo buenos resultados en todas las versiones que se han diseñado y simulado. Por último, la etapa más conflictiva ha sido realimentar el AGC al TIA. Las variaciones del voltaje entre nivel alto y nivel bajo son muy bruscas para el TIA, dificultando la realización del AGC debido a la poca ganancia que debe tener el circuito. No se ha logrado ajustar a la perfección este punto, pero no por ello se da como un fracaso, gracias a haber trabajado en ello, se han descubierto barreras que con futuros trabajos se pueden superar y conseguir el resultado deseado. Los resultados obtenidos en las diferentes versiones de simulación muestran como el detector de picos implementado cumple su objetivo a la perfección, siguiendo los picos positivos de la señal. Así mismo, también se observa como un comparador con histéresis ofrece una señal de error imperturbable frente a fluctuaciones, aunque con una respuesta excesivamente rápida. La implementación de un filtro RC atenúa las fluctuaciones de la tensión de control sin conseguir un resultado óptimo. Al cambiar a un comparador simple, sin histéresis, la limitación es la excursión de voltaje permitida, no alcanzando la ganancia máxima del TIA. Así, se opta por añadir una segunda etapa retomando de nuevo la problemática del comparador con histéresis de doble etapa. Finalmente, se analiza la inclusión de una etapa inversora para ajustar la excursión del voltaje de control que, aunque presenta una respuesta óptima operando de forma independiente, no consigue su objetivo al operar junto con el TIA. Así, se reafirma la idea de que es necesario planificar un trabajo futuro en el que abordar estas cuestiones. Memoria 80 Conclusions La realització d'aquest projecte m'ha permès posar en pràctica els coneixements adquirits durant el transcurs del grau. No només s'han posat en pràctica, sinó que també s'han ampliat en les matèries pertinents al treball, principalment l'electrònica analògica. També cal destacar l'aprenentatge en altres matèries com la redacció de documents o l'ús de programes CAD com el Cadence en aquest cas. Per a aquest treball s'havien marcat diversos objectius a l'inici d'aquest, amb la finalitat de saber quan i com s'havia avançat durant el transcurs del projecte. El primer punt era analitzar i entendre el prototip d'oscil·lador CMOS-MEMS. No només s'ha realitzat un estudi del prototip (esquemàtic) i funcionament, sinó que també s'ha indagat en l'ús d'aquests prototips i les grans aplicacions que tenen com a instruments de sensat. El segon punt era realitzar un estudi bibliogràfic. Aquest apartat ha estat molt important, ja que s'han hagut de provar moltes configuracions durant el projecte, gràcies a la recerca i varietat en els diferents dissenys trobats s'ha arribat a una solució efectiva. També, un altre punt a realitzar era el de dimensionar aquests dissenys i adaptar-los als nostres requisits, cosa que s'ha fet a la perfecció obtenint bons resultats en totes les versions que s'han dissenyat i simulat. Finalment, l'etapa més conflictiva ha estat retroalimentar l'AGC al TIA. Les variacions del voltatge entre nivell alt i nivell baix són molt brusques per al TIA, dificultant la realització de l'AGC a causa del poc guany que ha de tenir el circuit. No s'ha aconseguit ajustar a la perfecció aquest punt, però no per això es dóna com un fracàs, gràcies a haver-hi treballat, s'han descobert barreres que amb futurs treballs es poden superar i aconseguir el resultat desitjat. Els resultats obtinguts en les diferents versions de simulació mostren com el detector de pics implementat compleix el seu objectiu a la perfecció, seguint els pics positius del senyal. Així mateix, també s'observa com un comparador amb histèresi ofereix un senyal d'error impertorbable davant les fluctuacions, encara que amb una resposta excessivament ràpida. La implementació d'un filtre RC atenua les fluctuacions de la tensió de control sense aconseguir un resultat òptim. En canviar a un comparador sense histèresi simple, la limitació és l'excursió de voltatge permesa, fora assolint el guany màxim del TIA. Així, s'opta per afegir una segona etapa reprenent de nou la problemàtica del comparador amb histèresi de doble etapa. Finalment, s'analitza la inclusió d'una etapa inversora per ajustar l'excursió del voltatge de control que, encara que presenta una resposta òptima operant de forma independent, no aconsegueix el seu objectiu en operar juntament amb el TIA. Així, es reafirma la idea que és necessari planificar un treball futur en el qual abordar aquestes qüestions. Diseño de un AGC para un TIA orientado a osciladores CMOS-MEMS 81 Propuestas de futuro En relación a los resultados obtenidos y las conclusiones presentadas en este trabajo, sería necesario revisar la arquitectura del AGC con etapa inversora para alcanzar la excursión de voltaje requerida. El objetivo sería implementar un comprador más lento que no varie entre ganancia máxima y mínima de forma muy brusca, al tiempo que presenta un recorrido amplio de voltaje. Así mismo, una vez solucionado el primer punto, el siguiente paso del proyecto consiste en cambiar la fuente de corriente modulada en amplitud que simula el resonador MEMS, por un circuito equivalente RLC del MEMS. Así el sistema CMOS-MEMS se podría realimentar con la propia salida 𝑉𝑜𝑢𝑡𝑀𝐸𝑀𝑆 del TIA y operar en modo oscilador, junto con el AGC controlando la ganancia de forma automática. Notar que esta sería la aplicación final. Por último, se pretende diseñar un layout para su uso en simulaciones con el objetivo de incluir los componentes parásitos en el modelo y, al final, fabricar el prototipo para su caracterización experimental. Annexos 82 Presupuesto y/o Análisis Económico Estudio de viabilidad del proyecto según los diferentes costes: Descripción Precio Total Software Cadence 6000€/año 2000€ Consumo PC 0.0865 €/kWh 71.103€ PC personal 1250€ 416.667€ Presupuesto total 2487.770€ Diseño de un AGC para un TIA orientado a osciladores CMOS-MEMS 83 Bibliografía [1] PERELLÓ ROIG, Rafel. FULLY INTEGRATED CMOS-MEMS RESONATORS AS A BIOSENSING PLATFORM. En línea. Tesis doctoral. Universitat Illes Balears, 2021. Disponible en: https://dspace.uib.es/xmlui/handle/11201/158508. [2] VALENZUELA FLEXAS, Sergi. Diseño de un amplificador TIA con tecnología CMOS 0.18um. Trabajo fin de grado. Universitat Illes Balears, 2021. [3] Perelló-Roig, R.; Barceló, S.; Verd, J.; Bota, S.; Segura, J. A 164-dBΩ transimpedance amplifier for monolithic CMOS-MEMS oscillators in biosensing applications . IEEE Access 2024. Accepted. DOI: 10.1109/ACCESS.2024.3405624. [4] CARUSONI, Tony Chan, David A. JHONS y Kenneth W. MARTIN. ANALOG INTEGRATED CIRCUIT DESIGN. 2011. ISBN 978-0-470-77010-8. [5] ORTEGA GARCÍA, Enara. DISEÑO DE UN AMPLIFICADOR CMOS INTEGRADO PARA SER UTILIZADO COMO DRIVER PARA CARGAS CAPACITIVAS ELEVADAS. En línea. Trabajo fin de grado. Universidad de las Palmas de gran canaria, 2009. [consultado el 19/10/2023]. Disponible en: https://accedacris.ulpgc.es/bitstream/10553/17118/2/Cargas_Capacitivas_Elevadas.pdf. [6] ALLEN, Phillip E. y Douglas R. HOLBERG. CMOS Analog Circuit Design. 3a ed. 2011. ISBN 9780-19-976507-2. [7] RAZAVI, Behzad. Design of Analog CMOS Integrated Circuits. McGraw-Hill, 2001. ISBN 0-07238032-2. [8] LIN, Yu-Wei, Seungbae LEE, Sheng-Shian LI, Yuan XIN, Zeying REN et al. Series-Resonant VHF Micromechanical Resonator Reference Oscillators. En línea. IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, vol. 39 (2004), n.º 12. [consultado el 17/10/2023]. Disponible en: https://ieeexplore.ieee.org/document/1362858. [9] PARK, Seok-Bae, James E. WILSON y Mohammed ISMAIL. Peak Detectors for Multistandard Wireless Receivers. En línea. IEEE CIRCUITS & DEVICES MAGAZINE, 2006. [consultado el 02/02/2024]. Disponible en: https://ieeexplore.ieee.org/document/4099508. Annexos 84 [10] WENBO, Wang. A differential automatic gain control circuit with two-stage −10 to 50 dB tuning range VGAs. En línea. Journal of Semiconductors, vol. 34 (2013), n.º 2. Disponible en: https://iopscience.iop.org/article/10.1088/1674-4926/34/2/025008. [11] ACER. IMPACTO AMBIENTAL DE NOTEBOOK ECÓLOGICO FRENTE A UNO NORMAL. En línea. 14/12/2022. [consultado el 10/04/2024]. Disponible en: https://www.acerstore.cl/news/impacto-ambiental-de-notebook-ecologico-frente-a-unonormal. [12] FLORES, Javier. La basura electrónica y su peligro para el medio ambiente. En línea. www.nationalgeographic.com.es. 18/01/2023. [consultado el 23/04/2024]. Disponible en: https://www.nationalgeographic.com.es/mundo-ng/peligros-basura-electronica_13239. [13] IDAE. Consumo y emisiones de CO2. En línea. IDAE. [s. f.]. [consultado el 10/04/2024]. Disponible en: https://coches.idae.es/consumo-de-carburante-yemisiones#:~:text=Por%20cada%20litro%20de%20gasolina,64%20kg%20de%20CO2. [14] BOUCHAMI, Anoir, Mohannad Y. ELSAYED y Frederic NABKI. A 1.4-mW 14-MHz MEMS Oscillator Based on a Differential Adjustable-Bandwidth Transimpedance Amplifier and Piezoelectric Disk ResonatorAn. En línea. IEEE TRANSACTIONS ON CIRCUITS AND SYSTEMS–I, vol. 65 (2018), n.º 10. Disponible en: https://ieeexplore.ieee.org/document/8375123. Diseño de un AGC para un TIA orientado a osciladores CMOS-MEMS 85